請教“好老師”如下問題：

1，CCM時，Bmax=Ip2*Lp/(Np*Ae)成立嗎？

2，若CCM時，Bmax=deltaB/2+Bdc, deltaB=deltaI*Lp/(Np*Ae),那么Bdc怎么求？

3，反激時存在安匝值平衡，即Np*Ip=Ns*Is,若CCM時，Ip,Is分別指什么？

請指點！

交流一下對這三個問題我的理解：

1CCM時這個公式就不成立了，按電磁感應定律，Ip2前面加個delta,應該就成立了。

2Bdc和電流波形中的Idc應該是對應的，所以可以通過Idc得到Bdc

3所謂的安匝平衡就是H得相等，所以都是峰值電流時滿足上述關系。

先列提綱

1，反激電路是由buck-boost拓撲演變而來，先分析一下buck-boost電路的工作過程。

工作時序說明：

t0時刻，Q1開通，那么D1承受反向電壓截止，電感電流在輸入電壓作用下線性上升。

t1時刻，Q1關斷，由于電感電流不能突變，所以，電感電流通過D1，向C1充電。并在C1兩端電壓作用下，電流下降。

t2時刻，Q1開通，開始一個新的周期。

從上面的波形圖中，我們可以看到，在整個工作周期中，電感L1的電流都沒有到零。所以，這個工作模式是電流連續的CCM模式，又叫做能量不完全轉移模式。因為電感中的儲能沒有完全釋放。

從工作過程我們也可以知道，這個拓撲能量傳遞的方式是，在MOS管開通時，向電感中儲存能量，MOS管關斷時，電感向輸出電容釋放能量。MOS管不直接向負載傳遞能量。整個能量傳遞過程是先儲存再釋放的過程。整個電路的輸出能力，取決于電感的儲存能力。

我們還要注意到，根據電流流動的方向，可以判斷出，在輸入輸出共地的情況下，輸出的電壓是負電壓。

MOS管開通時，電感L1承受的是輸入電壓，MOS關斷時，電感L1承受的是輸出電壓。那么，在穩態時，電路要保證電感不進入飽和，必定要保證電感承受的正向和反向的伏秒積的平衡。那么：

Vin×(t1-t0)=Vout×(t2-t1)，假如整個工作周期為T，占空比為D，那么就是：

Vin×D=Vout×(1-D)

那么輸出電壓和占空比的關系就是：Vout=Vin×D/(1-D)

同時，我們注意看MOS管和二極管D1的電壓應力，都是Vin+Vout

另外，因為是CCM模式，所以從電流波形上可以看出來，二極管存在反向恢復問題。MOS開通時有電流尖峰。

上面的工作模式是電流連續的CCM模式。在原圖的基礎上，把電感量降低為80uH，其他參數不變，仿真看穩態的波形如下：

t0時刻，Q1開通，那么D1承受反向電壓截止，電感電流在輸入電壓作用下從0開始線性上升。

t1時刻，Q1關斷，由于電感電流不能突變，所以，電感電流通過D1，向C1充電。并在C1兩端電壓作用下，電流下降。

t2時刻，電感電流和二極管電流降到零。D1截止，MOS的結電容和電感開始發生諧振。所以可以看見MOS的Vds電壓出現周期性的振蕩。

t3時刻，Q1再次開通，進入一個新的周期。

在這個工作模式中，因為電感電流會到零，所以是電流不連續的DCM模式。有叫做能量完全轉移模式，因為電感中儲存的能量完全轉移到了輸出端。而二極管因為也工作在DCM狀態，所以沒有反向恢復的問題。 但是我們應該注意到，DCM模式的二極管、電感和MOS漏極的峰值電流是大于上面的CCM模式的。

另外需要注意的是在DCM下的伏秒積的平衡是：

Vin×(t1-t0)=Vout(t2-t1)

不好意思，請問您在這一張圖片中，D1的電壓應力為什么和Vds同步了啊。FET導通的時候，Vds好像是小的，D1的電壓應力大。D1導通的時候相反，

請指教。

你很細心！

呵呵，只是個波形的正反問題。就好象示波器的探頭和夾子如果反過來，那么波形就倒過來。

你注意看圖的右邊，看波形具體的定義是什么。有的波形是兩個點相減出來的。

看波形圖也要配合這原理圖來看的。

當MOS開通的時候，二極管D1承受著反壓，是一個負的電壓。MOS關斷的時候，二極管導通，正向壓降很低。

了解，還是我不夠細心啊，呵呵。圖上顯示的是個負值，謝謝您。

不過還有個疑問想請教您一下，你在這張圖片下面的解釋中提到“二極管因為工作在DCM狀態，所以沒有反向恢復的問題”。二極管的反向恢復貌似是因為加了反向電壓后，產生反向電流，進而造成了“噪音”。即使二極管工作在DCM狀態下，應該也會存在這個問題。不知是不是我理解錯誤了，勞煩指教，呵呵

二極管的反向恢復，和其工作時PN結的載流子的運動有關系。DCM時，因為二極管已經沒有電流流過了，內部載流子已經完成了復合過程。所以不存在反向回復問題。會有一點點反向電流，不過那是結電容造成的。

建議你深入了解一下二極管的反向恢復的機理。

不好意思，我對您的說法有點誤解。

您的意思應該是“斷續情況下，二極管的反向漏電流肯定能恢復到零”而“連續狀態下，可能會出現二極管一直正向導通的情況，無法起到開關的作用”

不是啊

反向恢復電流和反向漏電流是兩碼事。只要存在反向電壓，就存在反向漏電流。

連續狀態下，二極管不會一直正向導通，承受反壓的時候，也會關斷的。但是在由正偏導通到負偏關斷過程中，有個反向恢復過程，這個過程中存在比較大的反向恢復電流。

再次重申，和反向漏電流是兩碼事。

建議你仔細了解一下快恢復二極管的反向恢復是怎么回事。

這個反向恢復電流是從二極管的陽極流到陰極還是從陰極流到陽極？

你好，我是一個初學者，剛接觸到這些東西，看了一下圖，感覺為什么在兩種情況下電感的電流會不同呢，不是應該都從0開始上升的嗎？

厲害的樓主

版主，我又細細的看了一遍，有些問題的理解上，不知道自己的理解是否正確，這里我把它發出來，希望您看看，在給個指導，謝謝！

一、第12帖：t2時刻，電感電流和二極管電流降到零。D1截止，MOS的結電容和電感開始發生諧振。所以可以看見MOS的Vds電壓出現周期性的振蕩。
從釋放能量完后，如何進入諧振的？
我的理解：諧振的產生，這里應該具備電感電容，電感變壓器，電容應該是mos的結電容應該都有存能作用，所以在能量釋放完后，其實過程中還是有剩余的能量是在電感電容之間進行阻尼式的消減。

二、ccm模式中，能量沒有完全釋放，進入穩態后，如何進行完全釋放的？
我的理解：ccm模式下，進入穩態是達到了一種動態平衡，就如說，輸入給定多少，輸出釋放多少（損耗也暫時計算在輸出上，這里的輸入量是由輸出決定。）這樣就不會形成能量的累積造成損壞。這里因為考慮市電的波動和帶載等影響，所以保持動態平衡是通過占空比的調節，如果是變頻，那就是通過頻率的調節來達到要求。
這樣，我又有個問題，那設計時，我們設計占空比，選擇好它的值后，這個值是不是讓電路工作在設定的模式下工作的呢，比如，我占空比這時候選擇的是0.5，輸出電壓高了，則減小占空比讓它繼續保持在這個模式，輸出低了，那就升高占空比，達到繼續保持這個模式，簡單的理解就是，我設定時，就已經把輸出的這個電壓值規定死的就是這個模式下的值，利用占空比來調節它保持著，調頻原理一樣。不知道這樣的理解是否有誤。

三，初級繞組電流ccm是梯形波，而dcm是三角波，
我的理解是：ccm模式下能量沒有釋放完的，產生的vf反射電壓，vf電壓在工作時一直存在，讓初級電感具有電流，就像有了最初電流值，也就是起點不為零。而對于dcm模式下，能量釋放完后，vf消失，這樣電流的起點就從零開始。（這里的vf或許我應該說成vc，不過我感覺這種解釋有問題，所以想先聽聽樓主的觀點，看看有沒必要在問。）
另一種解釋：磁通量突變說法，整個dcm和ccm過程，磁通量的變化量都是按照一個增值一個減值，其增減值的大小都沒變，因為增減速率是沒有變化的，唯一一點就是dcm有讓電流過零，就如它的磁通量在減少時把能量都放完了，所以速率為零，而ccm沒有。（這里解釋說的有點亂，表達不太清楚）

四，dcm ccm的優缺點上的比較，為什么dcm的峰值會比較大呢？
我的理解：dcm每個周期都是從零開始起步，就像浪涌沖擊一樣的原理，就有點像器件是從新開始上電，這樣有浪涌沖擊，而ccm上是一直保持通狀態，所以沒有這個問題。dcm的反饋容易調和不存在反向恢復問題，這個都是因為dcm給定了比較充足的時間，所以可以做到響應速度的要求。ccm響應速度的要求比較高，不容易做到。

五，漏感這個值如何確定的？計算能稍微說說嗎？或者稍微介紹下漏感產生和消除的知識點，這里介紹應該也有些，不過感覺比較亂，不夠系統。
反激電源進入CCM以后，負載變化，只要是在CCM狀態，占空比是不變化的。329第二點，這里的解釋是要達到ccm狀態，是通過調頻的嗎，要不占空比如何不變的？

六，mos管承受的最高電壓問題。
mos承受的最高電壓，在mos管關斷時，mos管承受的電壓來源是，漏感產生的vl，次級反射的vf，以及自己原本是電感雖然瞬間斷開，但是因為不能突變，所以也產生一個vin電壓和提供的電源電壓一樣大，所以，我的理解是，mos承受的最高電壓是vf+vin+vl。
這里，我有一點不明白，初次級相互影響，會不會產生像自激一樣的效果，初級影響次級，次級又影響初級，初級有繼續影響，次級又繼續反影響，一直繼續下去。。。

1，所謂能量釋放完，指的是變壓器中的能量。而不包括MOS結電容儲存能量。

2，你的理解是對的。我們的設計原則一般都是按照輸出是某個定值來設計的。

3，不管哪種模式，初級電流都是斷續的，而且都是從零開始。只不過上升速率不同而已。CCM的有兩個階段，斜率分別不同。

4，反饋的問題，不是那么簡單就說的清楚的。DCM峰值大，是可以計算出來的。

5，漏感一般實測量比較準。進入CCM占空比不變。你可以把CCM下占空比表達式寫出來，看看和什么有關系？

6，理解的沒有錯。但不會一直互相疊加影響的。因為次級有大電容，電容電壓不會變化那么快的。而且磁芯一次儲存的能量也是有限的。

1、我問的是諧振產生的原因，所以解釋是按照自己理解對諧振進行分析。或者請版主能不能稍微說說諧振的產生。

3、不管哪種模式，初級電流都是斷續的，而且都是從零開始。只不過上升速率不同而已。CCM的有兩個階段，斜率分別不同。
這里我不理解的是梯形波和三角波，如果是梯形波應該說是起點不一樣，就如66帖的dcm和ccm兩個圖，兩個的ip1是不同的，這里如果都是從零開始，那我就不懂ccm的ip1是不是都應該為零了，這里看是不是和你說的意思有點不同呢？

4、dcm的峰值是指mos管上承受的峰值嗎？（如果是，那就是第六個問題。）不是的話，這個值好像沒搞太清楚，計算上，我就不清楚怎么計算了。

5、這里我不理解的是，
第329帖：第二點，反激電源進入CCM以后，負載變化，只要是在CCM狀態，占空比是不變化的。
這里進入ccm狀態，負載變化了，這里不是反饋回來的值也會變動，所以自然會影響占空比的值，還是說我理解錯了。我之所以問是否在調頻狀態，是覺得，在調頻狀態下，才做到占空比不變，不知道是不是我理解錯誤。

或許自己能力還有限，了解的不夠全面，問的問題也比較簡單，希望版主見諒，我會抽空重新在理解理解，謝謝版主的回答。感激！！！

1，L與C串聯構成回路，不管初始裝態是L中電流不為零，還是C中電壓不為零。只要這個回路中的能量沒有耗散完，就會不停振蕩。根本原因在于LC元件本身的電學特性造成的。

3，要注意區別理論分析與實際電路之間的略微差別。理論分析的時候，我們是忽略了MOS開通過程的。是按照理想開關處理的。至于初始電流不為零，是因為反激變壓器必須保持安匝數守恒。

4，峰值是峰值電流。

5，你可以根據變壓器的伏秒積的平衡關系，推導一下占空比。

謝謝版主，意思我基本理解了。這里第四個問題 峰值電流，這個我懂，我問的是這個峰值電流是誰的峰值電流，mos管的嗎？如果是，那我就明白了，不是的話，我還要在看看

謝謝您的回答再次支持下！學了很多，我到時抽空在看看。謝謝了！！！

謝謝了，那我就清楚整個過程，到時在分析分析。

謝謝解惑！

針對你舉的例子：

3，DCM電流從0開始，CCM電流不從0開始，上升速率不同是因為你的電感量不同。

4，你這里的峰值大小，在相同電壓下由你給定的L及時間T決定。此例中你的DCM及CCM不可混在一起來討論峰值大小。

實際應用中是基于同一個L的，同學們有可能在此會轉不過彎。

版主老師，關于DCM模式下的震蕩，到底是原邊的LC引起的還是次級繞組的LC引起的呢？我有聽人說是次級側引起的，這個我其實也搞不懂，麻煩指點下！

你測波形是初級MOSFET的Vgs或者初級電流波形吧，應該是初級LC震蕩，怎么是次級LC震蕩的呢？？

關于第3點, ccm模式下能量沒有釋放完. 是肯定有電流的. 這是基本的概念. 所以這種模式下電流不是從零開始的.

在開關管開通前電流肯定為零，如果是CCM模式，變壓器中的能量在開關管關閉的時間段沒放完，由于電感電流不能突變，在開關管再次開通時首先要轉移到開關管，只不過上升的速度比較快，然后再線性增加，因此樓主的說法是正確的。電感電流不是從零開始。

在實際設計中通過調整氣隙大小來選定能量的傳遞方式(DCM / CCM) . 若工作於DCM方式,傳遞同樣的能量峰值電流是很高的. 工作中開關Tr,輸出二極體D以及電容C產生最大的損耗,變壓器自身產生最大的銅損(I2R). 若工作於CCM方式,電感較大時,電流上升斜率低雖然這種狀況下損耗最小,但這大的磁化直流成分和高的磁滯將使大多數鐵磁物質產生磁飽和. 所以設計時應使用一個折衷的方法,使峰值電流大小適中,峰值與直流有效值的比值比較適中. 只要調整一個合適的氣隙,就可得到這一傳遞方式,實現噪音小,效率合理之佳況.

這個是別人的

BZ 好！

我想問一下，那在具體設計反激的時候要按那種模式設計啊 ，因為我看見電源在高壓輸入時它就在CCM模式但是在低壓輸入時它就在DCM模式來（當然負載是滿載）可以肯定的是在某個輸入電壓下它在臨界模式，所以說在整個輸入范圍內三種模式都存在，那么我們在設計時有按哪一種模式設計啊，如果按其中一種模式設計的話會不會，出現沒有兼顧其他模式的考慮呢，或者是不是可以說按其中一種模式設計的話，其他的模式就被包含在其中了。因為有的設計是在CCM或DCM或臨界，我們要怎么去決定設計在那種模式更好呢！謝謝

嗯，你說反了，應該是高壓的時候是DCM，低壓的時候是CCM。

你說的很多設計是按照在整個輸入范圍內三種模式都存在，的確是這樣的。

其實我們設計的時候，可以這么設計，按照某個輸入電壓下工作為臨界模式來設計。

假如在最低輸入電壓、最大輸出功率的時候，按照臨界模式來設計，那么在整個工作電壓范圍內，電源都是工作在DCM模式的。

按照CCM模式設計的電源，總有可能是工作在DCM和CRM模式的。因為大部分設計電源空載或輕載的時候，是工作在DCM的。

還有的設計，是在某個電壓值，比如對于全電壓范圍內的，取在范圍你的某個特定值，比如180V左右的時候，滿載工作在CRM，也可以這么設計。

一般我認為，對于小功率的電源，就設計在全程DCM吧。功率大一些的，就設計成你說的這種三種模式都存在的。

但是，怎么樣才是最優化的設計方案。說實話，我也沒底。主要是我做的反激的案子不多，這方面的理解還不夠深。希望能聽聽大家的意見吧。

這個帖子的本意，還是希望通過設計與分析，能讓大家對反激的工作原理有比較清楚的認識和理解。真正要在工程設計上有成熟的表現，是要建立在對原理理解的基礎上，再配合豐富案例的經驗和認識后，才能逐步實現的。那也是我還在追求的目標。

好版主：我想問一下你在討論N匝比的時候用的是反射電壓除以輸出電壓的比值，但我看到很多工程師都是用的最低輸入電壓乘以開通時間然后處輸出電壓與關斷時間的比值。而且這兩種方法算出來的N相差很大。

我舉個例子供好版主分析下：

輸入85-264VAC 輸出0.65A*36V DC 工作模式QR 工作頻率75KHZ@85VAC，EF25 CORE ,AE=51.8MM2 MOSFET 7N60

根據版主你的分析 N=（0.8*600-370）/36=4.7

這時次級峰值電流為2.6A 初級峰值電流為0.65A

Lp=947uH Np=92T Ns=20T

這樣算出來的匝數根本繞不下

網上另一種方法是N=(80*0.5)/(36*0.5)=2.22 80為最低直流電壓，0.5為占空比 這時次級峰值電流為2.6A 初級峰值電流為1.17

Lp=455uH Np=44T Ns=20T

這樣相差很大。

另外，好版主，我看了你關于次級整流二極管耐壓的計算方法，感覺和實測有較大差異，有機會我想向你請教一下。

根據版主你的分析 N=（0.8*600-370）/36=3

這時次級峰值電流為2.6A 初級峰值電流為0.86A

Lp=716uH Np=69T Ns=23T

這樣算出來的匝數根本繞不下（三層絕緣線加6MM安規膠布）

這里面有好幾個層面的問題。

1，QR模式不適合用這兩種方法計算。因為QR是屬于DCM的變種。

2，不同的設計出發點，得到的結果會有差異。比如，我那個方法是按照MOS的耐壓來作為邊界條件。而第二種方法按照最大占空比作為邊界條件。

3，另外，你的變壓器是自己提前就選好了。大小是否合適，你驗證過嗎？你是按照什么法則來取磁芯的呢？

我的變壓器是通過AP法算的，能夠輸出28W@75KHZ。

好版主，我想問一下，針對于普通的反激式變壓器，這兩種都可以實現同樣的功能嗎？依據您的經驗，哪一種變壓器設計方法更合理一些。

另外，因為現在對動態負載時轉換效率的要求，QR也在慢慢流行起來，您能不能講一下QR變壓器的設計方法。小弟我一直把它當成DCM設計的，這就導致我在低壓時效率較高，高壓時效率較低，空載功耗有0.8W的差別（90-264）。

其實，變壓器的設計沒有最好的方法。因為要根據實際情況來具體調整。所以我在excel表格里提供了幾種初始的選擇。

QR其實應該是按照DCM來設計。只不過，你要把諧振的時間考慮進去。具體的設計方法我還沒有總結。其實就是在現有基礎上修正設計方法就可以了。你可以自己總結一下，如果可能，你總結好了，發到論壇里來。

笨啊 老豬

設在最大占空比時，當開關管開通時，原邊電流為Ip1，當開關管關斷時，原邊電流上升到Ip2。若Ip1 為0，則說明變換器工作于斷續模式，否則工作于連續模式。由能量守恒，我們有下式：1/2·(Ip1+Ip2)·DMax·VinDCMin=Pout/η

DCM模式下 一般令IP2=3IP1

再根據 VIN*D=VF(1-D) VF=NVO

可求的 IP2=2IO/3N(1-D)η

若η在0.7左右的話，結果就是你的答案了

若在CCM模式 結果應為IP=2IO/N(1-D)η

N=(80*0.5)/(36*0.5)=2.22，Vin應該取80*1.414吧。這樣算出來N=3.14.。。

還有一點，按照mos耐壓來算N的話應該是上限值：375+N(Vo+Vd)<=0.8Vdss,Nmax=3

而另一種算法Nmax=Vin,min*Dmax/Vo(1-Dmax)=85*1.414/36=3.33

然后還要考慮下限，根據整流管的耐壓：375/N+Vo<=0.85Vd,Vd取200V的話，N>=2.79

你好，我碰到別人問我的問題很相似，他反擊模式下，你帶滿載的情況下啥時候從CCM切到DCM的情況下對應的輸入電壓會多少，我回答不上，我要做實驗，后面做了下實驗好像在100V左右，但我想問的是，怎樣去從理論上且這種問題呢，是不是伏秒法則，結合IC 的最大占空比去思考呢

樓主好！用IC芯片，寬范圍（90-270v）電壓輸入時也要確定工作模式嗎？我設計時沒考慮過工作模式，測試波形顯示，低壓輸入時幾種工作模式都回出現，高壓是斷續模式。請問你所說的工作模式確定，是寬范圍還是窄范圍電壓輸入的設計的？是整個電壓輸入范圍都只出現一種工作模式嗎？

對于小功率電源，有可能在整個電壓輸入范圍內只有一種模式：DCM模式。

對于設計有CCM模式的電源，DCM肯定會出現的，例如在高輸入電壓，或者輕載的時候。

一般我們設計的時候，是要考慮好工作模式的。與電壓輸入范圍無關，不管是寬范圍還是窄范圍，都要考慮。把工作狀態和參數都置于工程師的掌控之中，才是能保證可靠的唯一出路。

您好，我想問一下，DCM是適合高壓輸入還是輸出下呢？我曾看到過說DCM適合較高輸出電壓

嗯，這我倒沒有留意太多。DCM比較適合小功率。是不是適合高壓輸入，我倒沒有多思考。

高壓時，如果要做CCM，那么如果占空比做的比較大，那么反射電壓就會高，MOS的電壓應力高。如果占空比做小，那么反射電壓低，匝比需要做小，那么次級二極管的電壓應力高。

高壓輸入時MOS的開通容性損耗比較大，做成DCM的，可以有效降低開通的容性損耗。

如此說來，高壓輸入時還是做成DCM比較好。

老師你好，我想問下做成DCM的時候，怎樣降低開通容性損耗？是不是應為Toff變小了的原因？這是看第四遍了，每遍收獲都不一樣。。。

針對你舉的例子：

3，DCM電流從0開始，CCM電流不從0開始，上升速率不同是因為你的電感量不同。

4，你這里的峰值大小，在相同電壓下由你給定的L及時間T決定。此例中你的DCM及CCM不可混在一起來討論峰值大小。

實際應用中是基于同一個L的，同學們有可能在此會轉不過彎。

樓主 上面是反激式電源能量的傳輸的過程

好老師 我對這個DCM上D1的波形有點不大理解 為什么電流為零那段時間D1會承受一個逐漸增大的負壓呢？ 電流為零 此時電感上應該不存在壓降 且開關管關斷 我覺得此時D1應該保持為零 不知道我哪理解錯了 希望老師指點 學生不勝感激！

恩 知道了 謝謝老師

在CCM和DCM模式有個過渡的狀態，叫CRM，就是臨界模式。這個模式就是電感電流剛好降到零的時候，MOS開通。這個方式就是DCM向CCM過渡的臨界模式。

CCM在輕載的時候，會進入DCM模式的。

CRM模式可以避免二極管的反向恢復問題。同時也能避免深度DCM時，電流峰值很大的缺點。要保持電路一直工作在CRM模式，需要用變頻的控制方式。

我們還注意到，在DCM模式，電感電流降到零以后，電感會和MOS的結電容諧振，給MOS結電容放電。那么，是不是可以有種工作方式是當MOS結電容放電到最低點的時候，MOS開通進入下一個周期，這樣就可以降低MOS開通的損耗了。答案是肯定的。這種方式就叫做準諧振，QR方式。也是需要變頻控制的。

不管是PWM模式，CRM模式，QR模式，現在都有豐富的控制IC可以提供用來設計。

一定來看看

如果我用FAN7527做單級PFC反激式變壓器

AC 輸入85~265V 輸出 20V/20W

時我用85V /20V/20w 時怎樣計算 最低工作頻率.

關注中，學習中！

師長，能否把你仿真的原文件發給我一份

我是個新手，老是仿真不出來，多謝您了

師長　　請問這是降壓電路？

沒法再詳細了。兩種不一樣的最基本拓撲結構。還要怎么詳細說明呢？

如果要說拓撲的工作原理，直接看書好了。

VOUT=VIN*D（1-D)

那這樣的話就有

19VOUT=VIN120V*D(1-D)

D=0.135嗎

這還能工作嗎？

我是一個剛剛做電源不久的對伏秒積平衡不理解，麻煩給我解說一下。

你在3貼中

Vin×(t1-t0)=Vout×(t2-t1)，假如整個工作周期為T，占空比為D，那么就是：

Vin×D=Vout×(1-D)

那么輸出電壓和占空比的關系就是：Vout=Vin×D/(1-D)

62帖 讓你記得我的好：

那么這樣，我們可以用同一個公式，計算兩種狀態下的最大占空比，我們根據磁通伏秒積的平衡的要求，可以有公式：

Vin×Dmax=Vf×(1-Dmax)

那么：Dmax=Vf/(Vin+Vf)

我不知道應該怎么算

你好上面的t0是MOS管導通時間，t1是MOS管關斷時間，t3是什么呢？不明白，圖上沒看到t0,t1,t2煩請標上嗎。

謝謝！

老師 我按這個公式算出來的Vout不對啊~~

Vout=Vin×D/(1-D) =373.3*0.45/0.55=305.4

怎么樣也不能等于Vout噢 請指教下~！~！是不是我計算方法不對。

老師，請教下：

-------怎么理解“反激變換器和隔離式Cuk變換器互為對偶”？

好人：你用你什么仿真軟件啊？O(∩_∩)O謝謝

2，那么我們常說，反激flyback電路是從buck-boost電路演變而來，究竟是如何從buck-boost拓撲演變出反激flyback拓撲的呢？請看下面的圖：

這是基本的buck-boost拓撲結構。下面我們把MOS管和二極管的位置改變一下，都挪到下面來。變成如下的電路結構。這個電路和上面的電路是完全等效的。

接下來，我們把這個電路，從A、B兩點斷開，然后在斷開的地方接入一個變壓器，得到下圖：

為什么變壓器要接在這個地方？因為buck-boost電路中，電感上承受的雙向伏秒積是相等的，不會導致變壓器累積偏磁。我們注意到，變壓器的初級和基本拓撲中的電感是并聯關系，那么可以將變壓器的勵磁電感和這個電感合二為一。另外，把變壓器次級輸出調整一下，以適應閱讀習慣。得到下圖：

這就是最典型的隔離flyback電路了。由于變壓器的工作過程是先儲存能量后釋放，而不是僅僅擔負傳遞能量的角色。故而這個變壓器的本質是個耦合電感。采用這個耦合電感來傳遞能量，不僅可以實現輸入與輸出的隔離，同時也實現了電壓的變換，而不是僅僅靠占空比來調節電壓。

由于此耦合電感并非理想器件，所以存在漏感，而實際線路中也會存在雜散電感。當MOS關斷時，漏感和雜散電感中的能量會在MOS的漏極產生很高的電壓尖峰，從而會導致器件的損壞。故而，我們必須對漏感能量進行處理，最常見的就是增加一個RCD吸收電路。用C來暫存漏感能量，用R來耗散之。

下面先讓我們仿真一下反激flyback電路的工作過程。

在使用耦合電感仿真的時候，我們需要知道saber中，耦合電感怎么用。簡單的辦法，就是選擇一個理想的線性變壓器，然后設置其電感量來仿真。還有一個辦法，就是利用耦合電感K這個模型來仿真。感興趣的，可以先看一下這個帖子：

SABER中耦合電感的運用

下圖是我們用來仿真的電路圖，為了讓大家能看到元件參數的設置，我把所有元件的關鍵參數都顯示出來了。還有，因為仿真的需要，我把輸入和輸出共地，實際電路當然是隔離的。

細心的朋友可能會注意到，變壓器的初級電感量是202uH，參與耦合的卻只有200uH，那么有2uH是漏感。次級是50uH，沒有漏感。變壓器的電感比是200：50，那么意味著變壓器的匝比N_P/N_S=2：1

設定瞬態掃描，時間10ms，步長10ns，看看穩態時的波形吧：

下面先簡單敘述其工作原理：
t0時刻，MOS開通。變壓器初級電流在輸入電壓的作用下，線性上升，上升速率為Vin/l1。變壓器初級電壓感應到次級，整流二極管反向截止。二極管承受反壓為Vin/(N_P/N^_S)+Vout。
t1時刻，MOS關斷。 變壓器初級電流被強制關斷。我們知道電感電流是不能突變的，而現在MOS要強制關斷初級電流，那么初級電感就會在MOS關斷過程中，在初級側產生一個感應電動勢。根據電磁感應定律，我們知道，這個感應電動勢在原理圖中是下正上負的。這個感應電動勢通過變壓器的繞組耦合到次級，由于次級的同名端和初級是反的。所以次級的感應電動勢是上正下負。當次級的感應電動勢達到輸出電壓時，次級整流二極管導通。初級電感在MOS開通時儲存的能量，通過磁芯耦合到次級電感，然后通過次級線圈釋放到次級輸出電容中。在向輸出電容中轉移能量的過程中，由于次級輸出電容容量很大，電壓基本不變，所以次級電壓被箝位在輸出電壓Vout，那么因為磁芯繞組電壓是按匝數的比例關系，所以此時初級側的電壓也被箝位在Vout/(N_S/N_P)，這里為了簡化分析，我們忽略了二極管的正向導通壓降。
現在我們引入一個非常重要的概念，反射電壓Vf。反射電壓Vf就是次級繞組在向次級整流后的輸出電容轉移能量時，把次級輸出電壓按照初次級繞組的匝數比關系反射到初級側繞組的電壓，數值為:Vf=(Vout+Vd)/(N_S/N_P)，式中，Vd是二極管的正向導通壓降。在本例中，Vout約為20V，Vd約為1V，N_P/N_S=2，那么反射電壓約為42V。從波形圖上可以證實這一點。那么我們從原理圖上可以知道，此時MOS的承受的電壓為Vin+Vf。
也有朋友注意到了，在MOS關斷的時候，Vds的波形顯示，MOS上的電壓遠超過Vin+Vf！這是怎么回事呢？這是因為，我們的這個例子中，變壓器的初級有漏感。漏感的能量是不會通過磁芯耦合到次級的。那么MOS關斷過程中，漏感電流也是不能突變的。漏感的電流變化也會產生感應電動勢，這個感應電動勢因為無法被次級耦合而箝位，電壓會沖的很高。那么為了避免MOS被電壓擊穿而損壞，所以我們在初級側加了一個RCD吸收緩沖電路，把漏感能量先儲存在電容里，然后通過R消耗掉。當然，這個R不僅消耗漏感能量。因為在MOS關斷時，所有繞組都共享磁芯中儲存的能量。其實，留意看看，初級配上RCD吸收電路，和次級整流濾波后帶一個電阻負載，電路結構完全是相同的。故而初級側這時候也像一個輸出繞組似的，只不過輸出的電壓是Vf，那么Vf也會在RCD吸收回路的R上產生功率。因此，初級側的RCD吸收回路的R不要取值太小，以避免Vf在其上消耗過多的能量而降低效率。
t3時刻，MOS再次開通，開始下一個周期。

那么現在有一個問題。在一個工組周期中，我們看到，初級電感電流隨著MOS的關斷是被強制關斷的。在MOS關斷期間，初級電感電流為0，電流是不連續的。那么，是不是我們的這個電路是工作在DCM狀態的呢？
非也非也，在flyback電路中，CCM和DCM的判斷，不是按照初級電流是否連續來判斷的。而是根據初、次級的電流合成來判斷的。只要初、次級電流不同是為零，就是CCM模式。而如果存在初、次級電流同時為零的狀態，就是DCM模式。介于二者之間的就是CRM過渡模式。

所以根據這個我們從波形圖中可以看到，當MOS開通時，次級電流還沒有降到零。而MOS開通時，初級電流并不是從零開始上升，故而，這個例子中的電路是工作在CCM模式的。

我們說過，CCM模式是能量不完全轉移的。也就是說，儲存在磁芯中的能量是沒有完全釋放的。但進入穩態后，每周期MOS開通時新增儲存能量是完全釋放到次級的。否則磁芯會飽和的。

真不容易

flyback

這是上面這個仿真的文件。

又一次看到您的大作，真的是獲益匪淺，贊美之情無需多言。只是，提一個建議您在文中指出RCD吸收網絡中R的取值不能太小，我有點異議。我覺得準確的說應該是R的功率容量不能太小。否則頻率較高時，可能會造成RCD中的C放電不完全。順便問一下，RCD中D的工作原理

師長好，我認認真真的看完了你的帖子，

收獲頗多，豁然開朗了很多問題，真是非常感謝！！！

您能不能將saber2007的破解文件共享出來，

或者發給我下，我找了很多地方都沒有找到，

文件保存路徑不能有中文。

你的路徑是G:/下載/新建文件夾/flyback.........

把你的文件保存在G:/flyback......

謝謝，感動，我從昨天一直弄到今天，一照你說的試了一下，看到了，感謝謝LZ，

呵呵，常來參加討論哦！也要謝謝上面的gaohq同學！

在上面的電路中，如果我們增大輸出負載的阻值，降低輸出電流，可以是電路工作模式進入到DCM狀態。為了使輸出電壓保持不變，MOS的驅動占空比要降低一點。其他參數保持不變。

同樣，設定瞬態掃描，時間10ms，步長10ns，看看穩態時的波形吧：

t0時刻，MOS開通，初級電流線性上升。
t1時刻，MOS關斷，初級感應電動勢耦合到次級向輸出電容轉移能量。漏感在MOS上產生電壓尖峰。輸出電壓通過繞組耦合，按照匝比關系反射到初級。這些和CCM模式時是一樣的。這一狀態維持到t2時刻結束。
t2時刻，次級二極管電流，也就是次級電感電流降到了零。這意味著磁芯中的能量已經完全釋放了。那么因為二級管電流降到了零，二極管也就自動截止了，次級相當于開路狀態，輸出電壓不再反射回初級了。由于此時MOS的Vds電壓高于輸入電壓，所以在電壓差的作用下，MOS的結電容和初級電感發生諧振。諧振電流給MOS的結電容放電。Vds電壓開始下降，經過1/4之一個諧振周期后又開始上升。由于RCD箝位電路的存在，這個振蕩是個阻尼振蕩，幅度越來越小。
t2到t3時刻，變壓器是不向輸出電容輸送能量的。輸出完全靠輸出的儲能電容來維持。
t3時刻，MOS再次開通，由于這之前磁芯能量已經完全釋放，電感電流為零。所以初級的電流是從零開始上升的。

從CCM模式和DCM模式的波形中我們可以看到二者波形的區別：

1，變壓器初級電流，CCM模式是梯形波，而DCM模式是三角波。

2，次級整流管電流波形，CCM模式是梯形波，DCM模式是三角波。

3，MOS的Vds波形，CCM模式，在下一個周期開通前，Vds一直維持在Vin+Vf的平臺上。而DCM模式，在下一個周期開通前，Vds會從Vin+Vf這個平臺降下來發生阻尼振蕩。

所以，只要有示波器，我們就可以很容易從波形上看出來反激電源是工作在CCM還是DCM狀態。

輸出輕載時有阻尼振蕩。

樓主您好。您說的：變壓器初級電流，CCM模式是梯形波，而DCM模式是三角波。我想問您一下：CCM模式是梯形波，不就相當于該電流發生了躍變嗎？

嗯，但對反激電源來說，所謂的連續不連續，不是看某個繞組的電流。其實質，其實是看磁芯的磁通變化是否連續。

所以初級電流雖然是梯形波，但是實質磁通并沒有突變。你想想看為什么？有疑問我們繼續討論。

謝謝樓主，真沒想到您回復的這么快。感謝您的指導！

之前的BUST-BOOST電路，我一路看過來的，感覺懂了，可能沒細想。看到CCM和DCM的比較，突然卡了殼，因為臨近下班，沒系統的來考慮這個問題。我仔細想了想，現在基本明白了。

有一點，還是沒想明白：CCM模式，MOS管關斷時，初級回路固然是沒電流了，但由于Uf的存在，初級線圈中應該一直有電流（RCD的存在），該電流一直維持到t3時刻，初級電流再持續上升。所以我覺得初級電流不應該是梯形，而應該是三角波。我想不出更好的解釋，麻煩樓主指點。萬分感謝！

明白了。謝謝您，樓主，感謝您的講解，您的不厭其煩，讓我肅然起敬！

謝謝！

我是這樣認為的： 在下一個周期導通之前，因為磁芯上還有能量沒有釋放完（還有磁通量）， 就像MOS管剛關斷的時刻，磁芯里也有能量，他給次級的電流也不是從0開始的，而是從電流的最大值慢慢下降的。 所以磁芯里有能量，你再給他加個同方向的電壓，他的電流就不是從0開始。

就像一個電感始終有一個直流分量在里面。

有點暈的 ~~可否大概的講一下~~謝謝~~

應該說它的整體能量沒有變吧~~

磁性元件的設計建議看一下趙修科老師的書。

在附件中。

自己去百度文庫下載吧

http://wenku.baidu.com/view/b9717922aaea998fcc220ea8.html

這本書論壇里面有很多可以下的

1，變壓器初級電流，CCM模式是梯形波，而DCM模式是三角波。

2，次級整流管電流波形，CCM模式是梯形波，DCM模式是三角波。。。。。。。。。。。。。。這幾個模式怎么去測的啊，請教

樓主老師，我有幾個問題想再向您請教一下：

（1）根據您之前的圖，可以看出來，占空比是你人為設定的，后面關于D_MAX的計算我已經看過了。實際設計中，如果想指定占空比為40%，請問該怎么設計？

（2）關于CCM和DCM如何測，有網友問過，您也講過用示波器來測。我想問一下：假如我想設計CCM模式，總不能用示波器測一下波形，再判斷該電路是否處于CCM模式吧。

如果你想按照最大占空比為40%來設計，那么就按照這個參數來計算。

CCM和DCM，是由你設計的。你如果按照CCM來設計，就要在計算變壓器的時候，按照CCM的方式來計算，設定Ip1與Ip2的比例關系，然后計算電感量等。

我做的那個EXCEL的文件你下載用一下看看先。

請問老師，那個EXCEL文件在哪個地方？我找了好久沒找到

已經找到，非常感謝

樓主你好！我是新手！請教個問題:

CCM和DCM，是由你設計的。你如果按照CCM來設計，就要在計算變壓器的時候，按照CCM的方式來計算，設定Ip1與Ip2的比例關系，然后計算電感量等。

我能不能理解成我做好了電源然后調整變壓器感量就可以決定是否工作在CCM和DCM模式？

謝謝樓主！我再好好學習下！

老師您好!怎么用示波器看反激電源工作在CCM還是DCM狀態??上面的仿真覺得好復雜.畢竟不知道的人真正測起來不清楚探哪個位置,實際波形又是怎么樣的..

首長，你好！想請你幫下我分析下圖中開關電源的工作模式：

圖一VDS波形

圖二 變壓器初級側電流波形

按您的說法由圖一我判斷此時其工作在DCM模式下，但又對電流波形檢測看到電流波形為一梯形波。所以現在很困惑，不知道是自己哪里分析錯了。希望得到您的指導！

應該是DCM。

至于你下面看到的電流波形，可能是因為波形的前沿尖峰誤導了你的判斷。這個前沿的尖峰使電流波形看上去像是梯形波了。

但根據VDS波形來看，應該是DCM。

電流波形的前沿尖峰，可能是因為變壓器的分布電容導致的。

建議你把波形展開一些看看細節。

今天把電流波形展開了，讓老師看看，看上去是變壓器的的分布電容與電感發生諧振的波形

圖一

圖二 展開波形

從你的電流波形看，的確不像是DCM，更像是CCM。

但是你的電流波形似乎有問題啊。怎么還帶個臺階的？

上面的電流波形是通過UC3842過流采樣電阻兩端采過來的，和這個是不是有關系？如果看電流波形我們認為是CCM模式，但我們看Vds的波形如下：

按老師你上文中的解釋，這明顯是工作在DCM模式，所以就迷惑了。

我猜你的電流波形應該是電流檢測電阻上的波形吧？如果用電流探頭看看D點的電流又如何？

另外，從DCM的工作波形上，我們也可以得到一些有意義的提示。

例如，假如我們控制使次級繞組電流降到零的瞬間，開通MOS進入下一個周期。這樣可以有效利用占空比，降低初級電流峰值和RMS值。

這種工作方式就是叫做CRM方式。可以用變頻帶電流過零檢測的IC來控制。例如L6561MC34262等。

還有一種方式，就是次級電流過零后，MOS結電容和初級電感諧振放電，我們假如讓MOS在Vds降到最低點的時候開通，那么可以有效降低容性開通造成的能量損失。這種就是前面提到過的QR準諧振模式。這樣的控制IC現在也有很多。歡迎知道的朋友補充。

你好！

我想問一下次級電流到底能不能降到0啊，就是說關斷的時候磁芯里的能量能完全釋放嗎， 比如次級負載是接的LED燈，假如嵌壓在20V，我的直覺認為如果是接電阻負載的話，只要關斷時間足夠長，磁芯的能量是可以釋放完，但是如果是二極管做負載是不能釋放完的。

還有，磁芯有個矯頑力，不加反想電壓的話，是不是能量也不能釋放完啊？

如果 是因為矯頑力使能量沒有釋放完，應該不會是CCM模式對吧，就想永磁鐵是沒有能量的啊。

次級電流當然能夠降到零！

我們用的鐵氧體是軟磁，矯頑力很低，加了氣隙以后，剩磁也很小。這二者實際中不要考慮了。

那負載是二極管有嵌壓的怎么還能將到0呢， 我總覺得不行啊 呵呵。。

我再想想。。。

VDS當然高啦。因為MOS的結電容上的電荷剛才被充電到了Vin+Vf。電容上的電荷沒有釋放，當然電壓還是存在的。

明白~謝謝~~

老師您好！看了你的敘述，我有點不明白，DCM模式下，當輸出電壓不再反射回初級的時候，您說MOS的Vds電壓高于輸入電壓，這個怎么解釋呢？我是個初學者，望賜教

老師好，我是新手，看到這里有些不理解，“由于此時MOS的Vds電壓高于輸入電壓，所以在電壓差的作用下，MOS的結電容和初級電感發生諧振”

發生諧振的條件就是存在電壓差嗎，您的意思CCM時VDS電壓小于或等于輸入電壓嗎

精彩，遺憾的是沒有參數推導過程，不知后續會不會有？

從文件中看出如下參數：

1.Vin = 100V

2.Vout = 200V

3.D = 0.3

4.n =Np/Ns = 4

5.Vf(有的書上稱 Vor) ，暫未知。

6.Vd = 1V

我不知這D，n 的推導的先后順序，我來試推一下。（假設在臨界模式，Ton +Toff = T)

根據伏秒積平衡 Vin *Ton = Vf * TOFF 得到Vf = 100 * 0.3 / 0.7 = 42.8V (好多書上都是先自己定個 Vf 值再來推 D 的。） 到此糾結了，Vf = 42.8V 那此時L2上（變壓器次級）的電壓只有 4* Vf = 171V 啊，離Vout = 200V 遠。

呵呵，上面的帖子，我只是用來闡述buck-boost拓撲和flyback電路的工作原理的。并不是變壓器的具體計算。里面的參數是我隨便取的。僅僅是用來演示仿真結果的。

后面我會詳細寫一下變壓器的計算方法的。

不好意思，上面有個地方我寫錯了，電感比是200：50，那么匝比就是2：1，我上次寫成4：1了。

現在已經修改過來了。

能量已經儲存在磁芯中了。初級沒有電流沒關系，只要磁芯中有能量，磁通量變化，必然會導致每一個繞組上都感應出電壓來。只不過，有的繞組允許輸出電流，比如次級。而有的繞組不允許輸出電流，比如初級。

MOS管和次級的整流二極管是兩個反相的閥門。變壓器就是個大水池。MOS是進水閥，次級整流管是出水閥。進水閥和出水閥是聯動的。

當進水閥打開時，出水閥自動關閉，水池開始蓄水。當水蓄的足夠多的時候，進水閥關閉，出水閥自動打開，水就從出水閥流到后面去。

這里我也有點疑問，磁芯沒有能量了，初級就沒有電壓了，但是在mosfet結電容與變壓器初級剛發生諧振時，我覺得此時初級還是有電壓的，只是變壓器中已經沒有能量了。或者說電容兩端電壓不能突變。不知道是不是我理解錯了

順便說一句，那個比喻很有趣

你的質疑非常正確。初級這時候不是沒有電壓了，初級的電壓沒有發生突變。初級還是有電壓的。否則就不可能和MOS的結電容發生諧振了。我上個帖子的回答太輕率了。

只不過，這時候初級兩側的電壓差，是由外部的容性器件保持的。而不再是初級內部感應出來被外部箝位的。

謝謝你的嚴謹！

“MOS是進水閥，次級整流管是出水閥。進水閥和出水閥是聯動的”

這個解釋相當生動啊，樓主實力很強，呵呵

比喻的很形象，不愧為大師啊！

解釋的比較形象

好像是.初次級感量之比等於初次級線圈匝數的平方比.

樓主的文筆很不錯，方方面面的問題都考慮到了。

感謝樓主所付出的心血和努力！

所以根據這個我們從波形圖中可以看到，當MOS開通時，次級電流還沒有降到零。而MOS開通時，初級電流并不是從零開始上升，故而，這個例子中的電路是工作在CCM模式的。

我們說過，CCM模式是能量不完全轉移的。也就是說，儲存在磁芯中的能量是沒有完全釋放的。但進入穩態后，每周期MOS開通時新增儲存能量是完全釋放到次級的。否則磁芯會飽和的

那么我們怎么去判定新增的能量完全釋放到了次級呢？

不是。正常來說，如果你的設計是合理的，那么不應該出現飽和現象。假如出現飽和現象，那么最好檢討一下自己的設計。找出問題，把錯誤的地方修改掉。

可能你調整一下氣隙 ，把電感量降下來一點或者如何，你就能解決問題。但我不認為這是一個好的辦法。因為你并沒有找出你錯在什么地方。

恩，受教了！還有個問題請教下，對于帶載能力不夠是什么原因呢？變壓器設計沒問題的話。

老師，有沒有這樣說法，小功率的時候，比如說7W用EE16的變壓器，電感量小了，功率出不來。這是IC原廠的工程師講的，我想求證一下

沒有聽過這種說法。對于反激來說，一般是電感量大了，功率出不來才對。

可能他說這話的時候，有什么其他的前提吧。

我也認為是電感量小了功率出不來。不是P=1/2*I*I*L嗎？電感量小了自然功率就小了您你對嗎？

老師我想問一下：磁飽和的現象 具體是怎么樣的 怎么可以看出來 是否已經飽和，？

雖然有人說從發熱角度也能看出是否磁飽和 ，但變壓器發熱的因素太多了 磁滯 渦流 剩余損耗 還有導線發熱 穿透效應 具體應該怎么判斷呢？

我的試驗觀察到的：在調整變壓器初級電感量時

當初級電感量較小的時候 輸出電流 隨著輸入電壓的增大而增大 （ac90-264v）。而且趨勢很明顯

而當我的電感量較大的的時候，輸入Vin 從90開始，輸入電流仍然會增大，但越到后面200v時 輸出電流并沒有繼續增大 而是保持在穩定值上 而且效率從這個是時候開始 隨著輸入電壓的增大也開始下降了將近1個百分點

請問這是磁飽和的現象嗎？

還是我的初級峰值電流感應電阻設置有問題（后來我把電阻改成更小的，輸出電流不升反而又降下去了

謝謝老師的答復

那就是說我觀察到的現象還不算是磁飽和，

按老師說的正常狀態 輸出電流 是隨著輸入電壓是線性上升的（盡管不大，但也有幾十ma的幅度）

那是不是說 輸入電壓越高 輸出電流也越大

那為甚么較大的初級電感 到了200~264 v輸入的時候 輸出電流確不是線性上升了，而是穩定在一個最大值上 請問這是什么原因 是反饋電流環的影響嗎？ 還是變壓器這邊的初級電感影響了？ 還是整個系統的限制

理解：初級電感量較大 在較大輸入電壓的時候 由于電流上升斜率偏小了，而且Ton的時間也明顯的減少了，在導通結束的時候，儲存在變壓器里能量不足以 提供給負載續能的能力 進而輸出電流沒辦法繼續增大

不知道我這樣的理解有沒有錯

第二個問題： 既然輸出電流會隨著輸出電壓的變化而變化，那對電源輸出電流精度或者波動范圍 有沒有特別的要求？如何改善輸出電流范圍大這個問題呢？像我這個20V/0.9A 的電源 Vin 90v Iout0.79A 輸入265v 0.903A

我一直認為算伏秒就是算電感電流能不能降回去，對不？

那么有個問題了，初次級電感比是匝比的平方，漏感呢，初次級漏感是不是就一個東西，因為相同的磁通

嗯，一方面，你再去翻翻電磁學的書看看。

這里我給你一個我的看法。反激電源里，磁通是連續變化的，不會突變的。初級電流沒有了，次級會有的。電流方向，如你所說，是盡量起著能讓磁通維持住的方向。

但是感應電動勢就不是這樣了。你想像一下，電流像水一樣流向一個通道，你把通道堵上，這里的水位是不是會上升？

呵呵，聽你這么說，又感覺有些懂了，我還是聽你的再看看電磁學的書再來回味你的這段話吧，好版主，真的謝謝你了啊，還沒嫌棄我這個小兵。

請教一下BZ，理論上講CCM模式時，輸出電壓不隨負載的改變而改變，但是為什么實際仿真時輸出會受到負載很大的影響呢？

什么問題可能導致這種情況呢？

MOSFET 的電流是這樣的嗎？

flyback

這是我的原理圖，麻煩幫我看一下~~

不好意思，看不了你的文件。波形對的話，似乎想不出什么其他的理由 ......

真的是電源設計的行家！國產MOSFET的未來要靠你們帶動了。目前我公司MOSFET 250V以下，150A以下，以及500V-650V COOLMOS(英飛凌）fairchild (Super junction) 皆已成功代換量產，大家可互相交流。

無錫新潔能功率半導體有限公司深圳辦：
朱喜龍（h/p：13600178391）QQ:1150298711
EMAIL:zhuxl@ncepower.com
www.ncepower.com

（在向輸出電容中轉移能量的過程中，由于次級輸出電容容量很大，電壓基本不變，所以次級電壓被箝位在輸出電壓Vout，那么因為磁芯繞組電壓是按匝數的比例關系，所以此時初級側的電壓也被箝位在Vout/(N_S/N_P)，這里為了簡化分析，我們忽略了二極管的正向導通壓降。
現在我們引入一個非常重要的概念，反射電壓Vf。反射電壓Vf就是次級繞組在向次級整流后的輸出電容轉移能量時，把次級輸出電壓按照初次級繞組的匝數比關系反射到初級側繞組的電壓，數值為:Vf=(Vout+Vd)/(N_S/N_P)，式中，Vd是二極管的正向導通壓降。）這樣的話反射電壓等于箝位電壓？

您好！關于Vf有倆個問題請教！

一、針對您提供的公式 Vf=（Vout + Vd）/（Ns/Np）。我設計了一個初級：次級 = 1：40的變壓器，次級輸出電壓為500V。 那么Vf = 500 / （1/30）= 15000V。

請問我上面的計算正確嗎？若是這樣的話，該如何找到耐壓值這么高的MOS管呢？

順便說下我這個項目是要做一個DC 15V 升到1800V的產品。設計的原理就是利用開關電源工作原理產生500V交流電壓，之后利用二極管和電容的電壓倍增原理升到1800V / 1mA.

請教：電源的工作狀態是不是應該為 反激式， DCM 工作模式呢？

這里看不懂，變壓器的初級電感量是202uH，參與耦合的卻只有200uH，那么有2uH是漏感。次級是50uH，沒有漏感。變壓器的電感比是200：50，那么意味著變壓器的匝比N_P/N_S=2：1

不是200/50=4，不是4比1嗎。

幫忙解釋一下

樓主把仿真文件也傳上來，我們便聽課便仿真啊。

樓主你好

你在此論壇中提到關于變壓器原副邊的伏秒積相等及：Vin*Don=Vout*Doff

在下有一個問題，Vin是指的那個電壓呢？比如我的輸入時85Vac~265Vac,那么Vin=85Vac*1.414還是265Vac*1.414呢？還是220V*1.414呢？

期待樓主的指教

謝謝

我說的是Ton和Toff吧？

這個公式，在任何CCM和CRM/BCM模式下都是成立的。

為了確切計算，我們可以取固定的一個點，一般去最低輸入電壓的時候。那么計算出來的是最大占空比。注意看后面的帖子里的計算。

呵呵，不好意思，是我斷章取義了。Ton=Don*T; Toff=Doff*T。我省略了公式兩邊的T，所以就成了我上面所寫的公式了。

謝謝樓主的指點

這段看的很有意思。好貼

分析很透徹，樓主很偉大！

繼續關注...

3，反激電源變壓器參數設計

從今天開始，我們一起來討論一下反激電源變壓器的設計。其實，反激電源的變壓器設計方法有很多種。條條大路通羅馬，我們究竟要選擇哪條路呢？我的想法是，選擇自己熟悉的路，選擇自己能理解的設計方法。有的設計方法號稱是最簡單的，有的設計方法號稱是最明了的。但我認為，適合你自己的才是最好的。更何況，有些設計方法，直接給個公式出來，沒有頭沒有尾的，莫名其妙，就算按照那種方法計算出來你要的變壓器，但你理解了嗎？你從中學習到了什么？我想，授人以魚，不如授人以漁，希望我們能夠通過討論反激變壓器的設計過程，讓大家不僅學會怎么計算反激變壓器，更要能通過設計，配合上面的電路原理，把反激的原理搞透。岳飛不就曾說過：“陣而后戰，兵法之常，運用之妙，存乎一心。” 一旦把原理搞清楚了，那么就不存在什么具體算法了。將來的運用之妙，就存乎一心了。可以根據具體的參數細化優化！

其實，要設計一個變壓器，就是求一個多元方程組的解。只不過呢，由于未知數的數量比方程數量多，那么只好人為的指定某些參數的數值。對于一個反激電源而言，需要有輸入指標，輸出指標。這些參數，有的是客戶的要求，也是我們需要達到的設計目標，還有些參數是我們人為選擇的。一般來說，我們需要這些參數：

輸入交流電壓范圍、輸出電壓、輸出電流、效率、開關頻率等參數。

對于反激電源來說，其工作模式有很多種，什么DCM，CCM，CRM，BCM，QR等。這里要作一個說明：CRM和BCM是一種模式，就是磁芯中的能量剛好完全釋放，次級整流二極管電流剛好過零的時候，初級側MOS管開通，開始進行下一個周期。

QR模式，則是磁芯能量釋放完畢后，變壓器初級電感和MOS結電容進行諧振，MOS結電容放電到最低值時，MOS開通，這樣可以實現較低的開通損耗。也就是說，QR模式是的mos開通時間比CRM模式還要晚一點。

CRM/BCM、QR模式都是變頻控制，同時，他們都是屬于DCM模式范疇內的。

而CCM模式呢，CCM模式的電源其實也包含著DCM模式，當按照CCM模式設計的反激電源工作在輕載或者高輸入電壓的時候，就會進入DCM模式。

那么就是說，CRM/BCM，QR模式的反激變壓器的設計，可以按照某個特定工作點的時候的DCM模式來計算。那么我們下面的計算就只要考慮DCM與CCM兩種情況了。

那么我們究竟是選擇DCM還是CCM模式呢？這個其實沒有定論，DCM的優點是，反饋容易調，次級整流二極管沒有反向恢復問題。缺點是，電流峰值大，RMS值高，線路的銅損和MOS的導通損耗比較大。而CCM的優缺點和DCM剛好反過來。特別是CCM的反饋，因為存在從DCM進入CCM過程，傳遞函數會發生突變，容易振蕩。另外，CCM模式，如果電感電流斜率不夠大，或者占空比太大，容易產生次諧波振蕩，這時候需要加斜坡補償。所以呢，究竟什么時候選擇用什么模式，是沒有結論的。只能是“運用之妙，存乎一心”了。隨著項目經驗的增加，對電路理解的深入，慢慢的，你就能有所認識。

還有一個重要的參數，占空比，這個參數既可以人為指定，也可以通過其他數值的確定來限制。那我們先來看看，占空比受那些因素的影響呢？

期待好版主變壓器部分講的詳細一點。設計步驟及變壓器各部件選擇，如何查資料設計等。

還記得我們上面仿真的過程中，引入的一個概念性的參數V_f嗎？就是次級反射到初級的電壓。如果不記得了，趕快看看上面的帖子復習一下哦。

通常，按照DCM來設計電源的時候，一般選擇在最低輸入電壓，最大輸出負載的情況下，安排工作點處于CRM狀態。而CCM的最大占空比出現在最低輸入電壓處，與負載無關，只要是CCM狀態，就只和輸入輸出電壓有關系。

那么這樣，我們可以用同一個公式，計算兩種狀態下的最大占空比，我們根據磁通伏秒積的平衡的要求，可以有公式：

V_in×D_max=V_f×(1-D_max)

那么：D_max=V_f/(V_in+V_f)

這就是說V_f越大，D_max也就越大。

那為了得到較大的工作占空比，V_f能不能取的很大呢？事實上是不行的，我們從前面的分析中知道，MOS管的承受的電壓應力，在理想情況下是V_in+V_f，當輸出一定時V_f也是一定的，而V_in是隨著輸入電壓的變化而變化的。另外，MOS管的耐壓是有限制的。而且，在實際使用中，還必須預留電壓裕量，MOS的電壓裕量可以參考這個帖子里的內容：

【原創】跟我學系列之二，元器件降額使用參考

我們看到，MOS的電壓必須保證10%～20%的電壓裕量。

常用的MOS管耐壓有600V，800V的，fairchild的集成單片電源耐壓有650V，800V的，PI公司TOP系列的耐壓是700V的，VIPER22A的耐壓是730V的等等。

而對于全電壓輸入的85V~265V AC輸入電源，整流后的直流電壓約為100VDC～370VDC。

那么對于600V的MOS而言，保留20%電壓裕量，耐壓可以用到480V。最大電壓應力出現在最大輸入電壓處，所以當最大輸入直流電壓為370V時，V_f取值為480-370=110V。最大工作占空比出現在最低輸入電壓處為：

D_max=V_f/(V_inmin+V_f)=110/(100+110)=0.52

以此類推

650V的MOS，耐壓用到520V，V_f取520-370=150V，D_max=V_f/(V_inmin+V_f)=150/(100+150)=0.6

700V的MOS，耐壓用到560V，V_f取560-370=190V，D_max=V_f/(V_inmin+V_f)=190/(100+190)=0.66

800V的MOS，耐壓用到640V，V_f取640-370=270V，D_max=V_f/(V_inmin+V_f)=270/(100+270)=0.73

大的占空比，可以有效降低初級側的電流有效值，降低初級側的銅損和MOS的導通損耗。但是初級側的占空比過大，必然導致次級的占空比偏小，那么次級的峰值電流會較大，電流有效值會偏大，那么次級線圈銅損會增加。另外，次級峰值電流大，也會導致輸出紋波大。所以，通常建議，最大占空比取在0.5左右。

我個人的觀點呢，對于DCM的機器，在最低輸入85VAC電壓下，可以考慮取占空比到0.6，那么在110VAC下，占空比約在0.46左右。

而對于CCM的模式，建議全范圍內占空比不要超過50%，否則容易出現次諧波振蕩。即便如此，在占空比不超過50%的情況下，也建議增加斜坡補償，以增加穩定性。

所以，綜上所述，占空比的選擇，一方面要考慮MOS的耐壓，另一方面還要考慮次級的電流有效值等因素。同時，對于MOS耐壓比較低的情況，比如用600V的MOS的時候，占空比適當再取小一點，可以減輕MOS的耐壓的壓力。因為變壓器總是有漏感的，漏感會形成一個尖峰。這個尖峰和漏感以及電流峰值的大小等參數有關。當我們按照百分比來留電壓裕量的時候，可能不夠。關于這一點，我后面寫RCD吸收電路的時候，還要討論一下。

還有，當電源的功率比較小的時候，也可以考慮適當降低工作占空比，這樣可以讓初級電感量小一些，匝數就可以少些，那么分布電容也可以小一點了，或者為了合理安排變壓器的繞組結構，占空比都是應該適當再調整的。

當占空比和反射電壓V_f確定后，我們就可以開始著手設計變壓器的初級電流波形，進而求出初級的電感量。

對于如圖所示的兩種工作模式，圖中所示，是最低輸入電壓V_inmin時變壓器初級電流波形。那么可以知道平均電流為：

I_avg=(I_p1+I_p2)×T_onmax/(2×T)=(I_p1+I_p2)×D_max/2

假如輸出功率是P_out，效率為η，那么

P_out/η=V_inmin×I_avg=V_inmin×(I_p1+I_p2)×D_max/2

I_p1+I_p2=2×P_out/(V_inmin×η×D_max)

對于DCM模式而言，I_p1=0，對于CCM模式而言，有兩個未知數，I_p1、I_p2。那么該怎么辦呢？這里有個經驗性的選擇了。一般選擇I_p2=2～3×I_p1，不要讓I_p2與I_p1過于接近。那樣電流的斜率不夠，容易產生振蕩。

計算出I_p2與I_p1后，我們就可以算出變壓器初級電感量的值了。

根據：

(V_inmin/L_p)T_onmax=I_p2-I_p1，可以得到：

L_p=(V_inmin×D_max)/(f_s×(I_p2-I_p1))，其中，f_s是開關頻率。

下一步，選擇磁芯。

磁芯的選擇方式有很多種，有些公司會給出一些圖表用于選擇合適的磁芯。但大多數公司的數據和圖表并不完整。所以，很多時候，我們需要先選擇一個合適的磁芯，然后在這個基礎上進行優化。

AP法是最常用的用來選擇磁芯的一個公式，

其中，L單位為H，I_p為峰值電流，單位為A，ΔB是磁感應強度變化量，單位為T，K₀是窗口利用率，取0.2～0.4，具體要看繞組結構等。比如擋墻膠帶會占去一部分空間，而如果磁芯是矮型的，那么擋墻所占部分肯可能就占很大比例了，這時候，磁芯的窗口利用率就要取的低。而如果，采用了三重絕緣線，那么窗口利用率高，K₀就可以取的大一點。對于鐵氧體磁芯來說，考慮到溫度升高后，飽和點下移，一般ΔB應該取值小于0.3。ΔB過大，磁芯損耗大，也容易飽和。ΔB過小，磁芯體積會很大。功率小的電源，ΔB可以大一點，因為變壓器表面積與體積之比大，散熱條件好。而功率大的電源，ΔB則應該小一些，因為變壓器的表面積與體積之比小，散熱條件變差了。開關頻率高的，ΔB也要小一點，因為頻率高了，磁芯損耗也會變大。

根據計算出來的AP值，我們可以選擇到合適的磁芯。有了磁芯，那么就可以計算初級側的繞組匝數了。

其中，L是初級電感量，單位H，I_p是初級峰值電流，單位A，ΔB是磁感應強度變化量，單位為T，Ae是磁芯截面積，單位cm²。

因為我們已經確定了反射電壓，V_f，已經有了初級匝數，那么次級的匝數就可以計算出來了。不過，計算次級匝數的時候，要考慮到次級輸出整流二極管的壓降，特別是輸出電壓很低的時候，二極管的壓降要占很大的比例。對于肖特基整流管，我們可以考慮取正向壓降為0.8V左右，對于快恢復整流管，可以考慮取正向壓降為1.0V。那么，對于常用的次級輸出繞組匝數可以按下面的公式計算：

N_s=(V_out+V_D)×N_p/V_f

V_out是次級某繞組輸出電壓。V_D是輸出整流二極管壓降。肖特基管取0.8V，快恢復管取1.0V。

次級繞組匝數計算出來有，次級整流二極管的電壓應力也就出來了：

V_DR=V_inmax×N_s/N_p+V_out

實際上的二極管耐壓要高于這個數值。具體見元件降額使用的那個帖子里的闡述。對于CCM模式的電路，還必須在這個二極管上并聯RC吸收回路，來降低反向恢復造成的電壓尖峰和振蕩。

繞組線徑的選取，首先我們要計算出每個繞組的電流的RMS值，關于計算電流RMS值，我記得有個小軟件的。可以很方便計算。然后根據每平方毫米5A的電流密度選擇導線。同時，要注意高頻下的趨膚效應，趨膚深度可以按照

來計算，f是頻率，單位Hz

也就是說，單根導線的直徑不要大于兩倍趨膚深度。如果單根導線不夠滿足電流密度的要求。那么就用多線并繞或采用絲包束線或litz線。

簡潔，清晰，贊。

有一點疑問，功率應該是Uram x Iram 啊，怎么是電壓乘以平均電流呢？

電壓有效值，電流有效值。

AP公式中的450是怎么得來的？

你的有效值是用交流的時候計算用的。我這里考慮的已經是整流后的直流了了。

450這里其實是取的電流密度。450A每平方厘米。

哦，謝謝！

您好，根據有效值的定義：與直流發熱量相同的電流值，假設有一電流源，第一秒電流1A，第二秒2A，第三秒3A，作用于一5歐的電阻，那么平均值是2A,根據有效值的定義算是來的值是根號14/3，兩個值怎么不一樣啊，是不是我哪里搞錯了？

不是方向改變才算交流嗎？同一方向大小不一樣不算直流嗎？

很好的版，嗬，閑話少說，直接談糾結的問題咯， 關于變壓器線徑的計算，就原理方面，在壇子里也看了很多，首先明確我們在此探討的是變壓器 電感線圈的電流有效值， 67樓問得很切題，694樓問得很形象，<?xml:namespace prefix = o ns = "urn:schemas-microsoft-com:office:office" />

“繞組線徑的選取，首先我們要計算出每個繞組的電流的RMS值，關于計算電流RMS值，我記得有個小軟件的。可以很方便計算。然后根據每平方毫米<?xml:namespace prefix = st1 ns = "urn:schemas-microsoft-com:office:smarttags" />5A的電流密度選擇導線”

有的計算 電流用的是 I=P_O /（η*V_S） 平均值， 姑且先不談實際應用不會有問題什么的，

原邊電流波形有三個參數,平均電流,有效值電流,峰值電流., 電流加在一個電阻上,若是其發熱和另處一個直流電流加在這個電阻上發熱效果一樣的話,那么這個電流的有效值就等于這個直流的電流值.

在這里固電流的有效值不等于其平均值,一般比其平均值要大.而且同樣的平均值,可以對應很多個有效值,若是把K_RP的值選得越大,有效值就會越大,有效值還和占空比D也有關系,總之. 只要大家區分開來有效值和平均值就可以了. 直接公式，）I= I_P√ D（K_RP² /3- K_RP+1）

由于 我火候不夠，不足以明白， 也沒有查到公式的推導過程 來明示出 有效值與K_RP 和占空比D的關系，請好版解惑，

嗬，thank you also, 我會去求證

一路看過來，受益多多，

根據有效值的定義： 你好！66貼我全看完了，怎么沒看到有效值。是不是拴除了一部分

還有66貼中提到線徑的選取，我沒弄明白。能詳細介紹下嗎？感謝樓主

那為什么計算變壓器線徑的時候，用的是有效值呢？

有了變壓器的技術參數、選好了合適規格的磁芯。我們就可以進入變壓器的實際制作過程。

這個過程將是一個很復雜的工藝過程。不僅涉及到電磁學的知識，還涉及到材料、安規和工藝等。

在這里，我們暫時就不討論這一部分了。下次單獨開帖討論。

首長好，

敬禮

敢問這個變壓器制作何時開帖啊，強烈期待

我是學生，也剛剛接觸變壓器這塊，您這么一講我好像有所收獲，也拿出來說說，還請多指點

從您的帖子來看，變壓器的基本設計大概可以說為：

1、根據輸出功率、效率以及供電初級電源估算初級電流（變化量）

2、根據初級伏秒容量，電流變化量，算電感（u=Ldi/dt）

3、有了電流電感，根據AP法可算出其他參數，匝數之類

團長哥，多指正

嗯，是的。

但具體到實際應用的設計，有很多限制條件。比如MOS的耐壓，都必須考慮進去。

初級繞組的計算也有這個公式吧，請談下這兩個公式的異同點。

根據電磁感應定率：

(U_min/L)×T_on=I_p，所以

U_min×T_on=L×I_p

二者本質上是一樣的。

但是，這個公式是在DCM模式時成立，在CCM模式時，就不成立了。

而上面我原先的那個，不管是DCM還是CCM都可以用。

你好，老師，有個問題請教一下，問題如下：

嗯，你還是很認真的。

其實，關鍵在于ΔB的定義和理解。在實際的變壓器設計過程中，我們考慮的是變壓器的最大的磁感應強度的限制條件，以避免磁芯飽和，所以，我的公式里的ΔB其實是B_MAX-B_r，B_MAX是工作是出現的最大磁感應強度，而B_r是剩磁。因為加了氣隙，B_r基本為零。所以，我的公式里的ΔB其實是B_MAX，那么，計算N的時候，就要用Ip來計算了，這樣不管是DCM模式，還是帶有直流偏量的CCM模式，或者其他場合下的電感，例如正激的輸出電感的計算，都可以用這個公式。

而你從理論上推導的那個公式，的確沒有錯。但ΔB和ΔI所表示的物理意義，就真的只是變化量，在電流不連續的情況下，兩個公式的結果是一樣的。但如果要計算帶直流偏置量的電感時，你的公式，無法把直流偏置量考慮進去，還是需要單獨計算直流偏置造成的ΔB。

我這么說，你能理解了嗎？如果還有疑問，歡迎繼續討論。

這一段話，一哈子就解決了我好多問題，哈哈哈哈哈，

感謝樓主

你好，為什么說CCM不能用，而只用在DCM呢?

我的理解是，是不是在0-Ton這段時間里，L的電流為0-Ip，而CCM中不是這樣子的。但是CCM下，在這段時間里L的電流不是0-Ip的。

你的公式，是在*B的這段時間里，Ip是什么呢？我還是覺得應該是變化量。有沒有ton這段時間里磁通變化圖啊？這樣應該比較明了

我之前知道這個公式，不知道對不對，請樓主幫助：Ip=(Pout/η)/Vin*1.5

我來說說Ae=UT/NB與Ae=LI/NB的區別，不知道對不對？

前者U*T是一個過程量（代表磁通量增加了多少），公式表示初始狀態為零（沒有磁通量），所以只能用在DCM（CCM的話開關導通瞬間磁通量不為零）；

后者L*I是一個狀態量（代表總的磁通量是多少），與初始狀態無關，所以既能用于DCM又能用于CCM

你好！

請教一下，在算NP時，公式中的Ip是指初級峰值電流Ip2嗎？還是Ip2-Ip1?

我認為是Ip2 - Ip1

當是DCM時，你就把Ip1當為0算，CCM時就依你定的一個值。

對的，還是用Ip2-Ip1，只不過，Ip1是0.

好版好，我想知道CCM模式下，IP2-IP1是哪個量呢。好像不是梯形波上部三角波的電流值吧！！！假設IP2+IP1＝2.02A 在CCM模式下，IP2＝3IP1 那么4IP1＝2.02A，得IP1＝0.505 由此可得IP2＝1.515

版主你好，我覺得應該是梯形的高吧？L*I=N*B*Ae，公式中I跟B是對應的。既然B是最大的磁場強度，那么I應該也是最大的電流。如果只算Ip2-Ip1這部分，那相應的B應該是指磁場的“交流”成分。

還望指教，謝謝！

看到你的解釋，我豁然開朗。你的理解是對的，在CCM模式下，應該Ip就是Ip2，而不是“交流”成分。應該把直流偏置量考慮進去。

終于明白了哪部分是直流偏置量，謝謝。

論壇有你更精彩！

斑竹你好啊，我最進做的電源高壓也工作CCM呢

對于Ip2-Ip1，我覺得是這么理解的，他是電流的變化量，也就是初級電感的推導公式如下，還請指教

您好

但是您的excel文檔中在算NP時，Ip用的是Ip2哦

選擇CCM，則Np=J68*0.000001*J63*10000/(J71*J78)--------J63正是Ip2

我說的對嗎？謝謝

IP2-IP1的電流差，方便用來計算電感量。

IP2適合用來計算電感的匝數。

分析的很好！

關于次級繞組的線徑問題，比如輸出電流是2A，有人是說直接將2A視為有效電流值，然后再算線徑；但實際上這里的2A是平均值，是否要根據波形，即DCM和CCM，來將平均值算成有效值，再由有效值算線徑？

即用平均值和有效值來算，差異大嗎？

峰值可以折算。但有效值不可以。因為有效值和波形有關。

呵呵，看似簡單的問題，其實不簡單。

ΔB的取值，要考慮很多，ΔB取的大，變壓器容易進入飽和，鐵損也大。但是ΔB取的小，鐵芯大，體積大。ΔB的取值其實沒有絕對的，最好能根據鐵損以及散熱條件，溫升來確定。一般我們沒有那么細致的模型和實驗條件，只好靠經驗來取值了。

150W對于反激電源來說，算是大功率了。

fs是132K在常規的開關電源里也是比較高的。

我在想要是你選擇的ΔB不合適，那設計出來的就有問題哦，注定一開始設計就不合理吧？

我真的很佩服你，我是在這里看到的很好的帖子，讓人收獲頗多！

老師，我看《精通開關電源設計》那本書上算電感時電流紋波取的經典值0.4，而您取的是2-3，請問有什么依據沒？我很困惑啊

沒看過，不好比較。

那您看那本書第52頁電感的計算公式和99頁反激電感的計算公式和您給的有區別嗎？我有點困惑，希望老師給予解答

想問下，

Pout/效率=Vimin*Iavg

為什么不是等于Vimin*Irms ,用有效值電流啊Irms=Ip/ (D/3)開方

有個問題？Vinmin是怎么算出來是100的。與濾波電容的關系是什么？

樓主，請問導線直徑有什么公式可以計算嘛、

關于次級電流有效值計算的問題，假如我的變壓器設定在CCM模式，而我們在設計變壓器的時候一般還有輔助繞組，那么有沒有可能出現這種情況，即輔助繞組工作在CCM模式，而主繞組工作在DCM，或反過來，那么這時候的主繞組和輔助繞組的電流該怎么計算？

這個是我在網上看到一篇設計的疑惑，好像是核達的工程師一篇文章里。鏈接是http://wenku.baidu.com/view/ee2ed5116c175f0e7cd137a6.html，請幫忙判斷下這樣計算是否正確，謝謝！

問題是不清楚每個繞組的RMS值是怎么算來的？？？？？？？能否具體說明一下，謝謝！

前面變壓器的Ip值和輸出流不能當RMS值吧？

老師您可以說說AP公式推導嗎？

師長，有兩個疑問

1.對于你計算初級匝數的公式Np=L*Ip/(△B*Ae) x10⁴ 你提到Ip是指峰值電流，而我認為應該是△I。因為根據公式V=NAe△B/△t 和 V=L△I/△t。 因此△I表示的是電流的變化量，對于DCM而言△I才等于Ip，而對CCM而言△I等于I_p2-I_p1。

請師長指點

師長，小弟有一疑問，根據公式 L=V_inxD_max/f_s(I_p2-I_p1) 求出的L是所需電感量的最大值還是最小值，也就是說實際制作出來的電感是允許有正偏差還是負偏差？

Ae=33.5MM2 B=2500T Lp=1.1MH Ip=0.7A 怎么算出來是919TS 不對 Lp Ip B Ae分別取什么單位啊 或怎樣換算?

其中，L是初級電感量，單位H，I_p是初級峰值電流，單位A，ΔB是磁感應強度變化量，單位為T，Ae是磁芯截面積，單位cm²。

看帖不認真，要打PP。

那L_p=(V_inmin×D_max)/(f_s×(I_p2-I_p1))，中的Lp單位是什么？是mH嗎？

mH

前輩你好，我在網上看到 Ip2=2*Pout/[η(2-Krf)*Vdcmin*Dmax]

Ip1=Ip2*(1-Krf) 這個公式成立嗎？ 還有上面KRF取值是0.6。。我想知道為什么是取值0.6，有什么根據沒有，，期待指教，謝謝

這個公式既然都取的標準單位，為什么會是cm4?

而且我用我在做的案子來算：Po=10W,Lp=950uH,Ip=0.6A,Bmax=0.3T,Ko取0.3吧，算出來AP=0.05926 cm4.我感覺差了4個數量級，如果是592的話，開個根號23cm2左右，和我用的EE16或者19蠻接近的

EE16的AP=0.0765cm⁴

EE19的AP=0.1243cm⁴

何來差了4個數量級之說？你不是是把厘米和毫米搞混了吧？

果然是我把厘米和毫米搞錯了。。。

師長，我只查到Ae的值，AW的查不到。。。怎么辦？

公式中1.143次方怎么算，能舉個例演算一次嗎？

樓主好！謝謝你前幾個問題的解惑！現在還有個問題沒搞清楚：在變壓器初級繞組匝數的計算中有個Ip（初級的峰峰值電流），這個值該怎么計算？幫忙解惑！

你好 為什么在求平均電流的時候是除以2T，不是T呢？

理解更透徹還成壞事了？

不是壞事，而是難事，實際上反激電源的變壓器還真沒幾個完全是按公式計算出來的

老師，您好！我算了一款60W反激電路，工作頻率100KHz，輸出12V/5A，按照這個AP的公式算出來只有93.7mm^4，如附件所示計算，是不是哪里不對呢，還請老師指點，謝謝！auxiliar

老師，您好！我是按照帖子的步驟來計算的，是不是哪邊有問題呢？我的計算步驟基本都是按照您介紹的步驟來的，但是到計算Core這邊的時候就不知道怎么再往下推了，因為要用Core來找Ae，而下面很多計算都需要Ae，所以Core不確定的話，下面什么都無法計算，呵呵……

首先，你的Ipk1和Ipk2計算有誤。

其次，你計算出core的AP值以后，就按照這個AP值去選磁芯呀。磁芯的Ae參數一般是直接給出的，Aw參數也可以簡單算出來。

選好磁芯，就可以有了Ae值了。

你找一下這個帖子里，我上傳的EXCEL計算文檔吧。

嗯，是的，那個是我粗心造成的錯誤

Ipk2=Ipav/(2*Dmax)=0.751A

Ipk1=3*Ipk2=2.253A

Lp=384uH

AP算出來為：457mm^4

按照這個AP來選Core的話，根據“變壓器與電感器設計手冊”第三章，選EFD15是比較接近，因為EFD15的AP為：470mm^4，我這樣選正確嗎？

可是我選了EFD15后，很多人都說不行，但是沒有告知原因，所以想請教您一下，是不是不是這樣選的呢？

呵呵……您說的沒錯，實踐才能出真知，但是問題是，我現在身邊壓根就沒有core，而且即使找廠商買了，也不可能買一堆core回來做實驗用的，這個畢竟是公司和老板所不希望看到的，微調可以，像這種漫無目的的嘗試是肯定不行的，所以我的想法就是如果確實是按照這樣的算法來選core的話，那么我就找廠商來買這樣的core回來自己繞看看好了，呵呵……

如果可以也發一份EXCEL的文檔給我，我的郵箱是1543248674@qq.com.謝謝了！

不好意思 我是新手

記得以前好像看過——反激占空比不超過0.5

疑惑中

Vf是反激電壓。MOS承受的電壓是輸入電壓+RCD箝位電壓。

呵呵，真的要搞明白哦，不明白可以繼續問。

原理性的東西，懂不懂很關鍵 。

MOS上承受的電壓是不是輸入電壓+從次級側反激過來的電壓+因變壓器漏感產生的尖峰電壓？而RCD吸收的應該也是漏感產生的尖峰電壓吧？這個尖峰電壓我是否可以按照V=Lk*di/dt來計算呢？是否意味著Ipeak越大那V就越大？

呵呵，好版主能不能看到啊？畢竟時間也很久了，今天是快花了我1天的時間才把這個帖子看到這里來的，學到很多。

版主，看了大過程，收獲多多，到時還需要繼續研究幾次，有幾個問題想稍微問問：

1、開始時的圖中導通沒有算壓降吧？這在圖上看是這樣的，想確認下。

2、也是關于反饋電壓vf，Vf=(Vout+Vd)/(NS/NP)，也就是說在MOS承受的電壓=輸入電壓+RCD箝位電壓，是和次級是相關的，那么計算應該涉及到次級一起代入計算，（暫時我還沒完全把公式算過一遍，只是看這公式我能認識就過去了，所以沒去核算。）而后方的計算中這個值好像就沒涉及到次級了，如Vf取值480-370=110V，這樣似乎并沒有考慮到次級，還是說370V是影響產生次級電壓，而次級反回來影響產生Vf，中間的介質（也就是參數）沒有變化，所以不用計算。

3、平常看選擇磁芯都是通過功率，查表直接得到，（這點我不太喜歡這么做，感覺都沒理解為什么）和這個對比有什么區別沒？也希望，如果可以，較為具體的說個實例，這樣更容易理解！

同時支持版主的下講，收獲了不少，謝謝！！！
咱電源也算剛剛開始自學，很多問的如果太簡單了，希望見諒個，呵呵...

1，沒有考慮導通壓降。因為MOS的壓降相對于輸入電壓來說很小，可以忽略掉。考慮進去參數太多，花眼。

2，為什么我在計算不同輸入電壓的時候，就不再考慮輸出，只考慮Vf呢？因為我們做的電源，基本上都是穩壓電源，輸出電壓是不變的，那么反射到初級的Vf也就是不變的了。但初級的電壓變化，會影響到次級的二極管的電壓應力。這個要結合反激原理和變壓器同名端等思考一下。

3，選擇磁芯應該說是個殊途同歸的過程。只要是合理的選擇，結果應該是差異不大的。但不同的選擇肯定會有一定的差異。我沒有通過功率來選擇磁芯的經驗，所以沒法給你舉個例子說明其中的差異。對于類似的條條大路通羅馬的問題，把其他的方法原理理解，把其中一種熟練運用就行了。

好的，謝版主了！分析中，如果遇到問題，還請多多指教...

樓主 ，你說的都是AC-DC的 ，那么DC-DC的反激電源應該如何設計呢，我想問一下低壓的DC-DC 反激變壓器也這樣計算嗎，

你好，我想請問一下，能否詳細分析一下增加占空比D，初級和次級的電流有效值的變化過程？大的占空比，為什么會減少初級電流的有效值。在CCM和DCM模式都適用嗎？

大的占空比，可以有效降低初級側的電流有效值，降低初級側的銅損和MOS的導通損耗。但是初級側的占空比過大，必然導致次級的占空比偏小，那么次級的峰值電流會較大，電流有效值會偏大，那么次級線圈銅損會增加。另外，次級峰值電流大，也會導致輸出紋波大。

樓主我的理解怎么反了，麻煩你再說具體一點 謝謝~~~

看這個帖子有兩天了，有個疑問請教下，MOS管理想的情況下是承受Vinmax和Vf，但是在MOS管斷開的時候，由于存在漏感，會產生電壓尖峰，

就像LZ下面說的計算方法，Vinmax+Vc<80%Vds,而LZ這邊Vinmax+Vf<80%Vds，LZ取值得時候Vc一般是1.5到2倍的Vf，是不是前后矛盾了。

可能是我沒有看仔細，還請LZ解答以下

用Vin+Vf來計算，是理想情況下的。

的確是你沒有看仔細，因為我后面還寫了一段話：“因為變壓器總是有漏感的，漏感會形成一個尖峰。這個尖峰和漏感以及電流峰值的大小等參數有關。當我們按照百分比來留電壓裕量的時候，可能不夠。關于這一點，我后面寫RCD吸收電路的時候，還要討論一下。”

也就是說不考慮漏感尖峰時用Vin+Vf計算，考慮漏感尖峰時就用Vin+Vc來算，是不是這個意思？

您好，這幾天在研究您寫的文章感覺受益匪淺，不過有一些地方我還是沒看懂，請您幫幫我，我對反射電壓的選取還是有一些疑問，您講的是按照Vin+Vc《80%Vds,其中VC=2-2.5VF，我覺得這種方法是在確定了mos管的耐壓值以后才可以確定vf的，我想問一下mos管的耐壓值是怎么選取的呢，例如我做的是輸入60V-90V輸出12V2A，我按照您的方法計算以后vf《156，mos管取得600v，感覺vf太大了，我用3842做反激的話占空比大不了那么大的，請您指教一下我的mos管和vf應該怎么選呢？

MOS管耐壓、占空比、反射電壓這幾個參數之間是互相有關聯的。

其實我在帖子后面有一個EXCEL的文檔，里面有幾種選擇方式，你可以下載下去先看看。理解一下我的意思。然后我們再討論。

通常有一個原則是最大占空比最好在0.45～0.5區間。可以作為設計的一個參考，但這不是絕對的。

好的，O(∩_∩)O謝謝，我去看看在向您請教

我剛看了，EXCEL表我不太清楚您的RCD耗散能量是漏感能量倍數是怎么得出來的，我見您講過rcd耗散能量是vc*Ip*t/2，那么漏感能量是怎么算的呢，漏感的電壓是VC-Vf嗎？如果是的話那么RCD耗散能量是漏感倍數應該是用Vc/VC-Vf吧

那個倍數是由你來設定的，因為即便沒有漏感，RCD電路還是會消耗能量。所以，RCD電路消耗的能量是比漏感能量多的。

漏感能量是可以根據漏感大小，峰值電流來計算的。就是電感儲能的公式。

哦，這個我明白增加rcd電路就是為了利用電阻R來吸收漏感產生的能量，但是我看您的excel表里那里是計算出來的，不是設定的呀，具體您可以看看圖

嗯，你設置別的參數，它就會變了。

因為我們常用的MOS的耐壓是一定的。所以有的是以MOS的耐壓來決定。

有的是考慮占空比盡量接近0.5

有的是考慮RCD損耗低一些。

我真的會記住你好的。是我看到的最詳細的資料了。

師長好，我剛剛看到這里，請問下，

Vf不是=(Vout+Vd)/(N_S/N_P)的嗎？怎么這里V_f取值為480-370=110V？

謝謝！

抱歉，接著看，看到答案了。

此處因為最大輸入電壓為265*2.414=370V,MOS 耐壓可以用到480V,故，初級可以接受的Vf為480-370=110V,與Vf公式Vf=(Vout+Vd)/(N_S/N_P)不矛盾

師長，你好！我是一個剛學電源的新手，關于反射電壓Vf我有點不解。根據秒伏積平衡的公式，一旦Dmax確定，那么Vf也確定了，那么初次級匝比Np/Ns也就確定了，這樣來看的話，Np/Ns跟輸出電壓Vout就沒什么關系了，而且照這樣看，一旦采用的IC是一樣，那么變壓器就一樣了，這與實際不符。我知道這樣理解是錯誤的，但我不知道錯在什么地方，請師長指導一下。

每看一次總有問題，好久沒見師長，煩請師長看到了給小弟解惑！不勝感激！

V_in×D_max=V_f×(1-D_max)

DCM：最小輸入最大負載時D最大，但是為什么要設定在CRM？

CCM：上公式成立是因為變壓器在在Ton增加的能量在Toff完全釋放完？

DCM模式的缺點怎么是電流峰值大呢？根據前面的兩個圖，如果負載增大，出現DCM模式，初次級電流波形也很明顯，是峰值變小了。關于這一點，希望樓主指導一下！

DCM模式的缺點是電流峰值大，這是相對于CCM模式而言的。

另外，我們所說的負載增大，是指的輸出功率增大，而不是負載電阻阻值變大。

是的。

請問樓主，為什么當按照CCM模式設計的反激電源工作在輕載或者高輸入電壓的時候就會進入DCM模式？

樓主，好人吶

4，我們知道，實際的變壓器是存在漏感的。漏感在MOS關斷時，會產生電壓尖峰，如果不對這個尖峰作處理的話，可能會導致MOS被擊穿而損壞。所以我們通常會在變壓器的初級側增加一個RCD吸收電路。見下圖：

下面的圖是MOS關斷后，DS間的電壓波形。

哇塞，來晚了，哭~

還好，是本貼第二個ID發言。

聽課。。。。

聽課。。。

搬個馬扎來聽課。

有東西了，我來聽課！

續繼前進吧

地板

下面對吸收過程以及參數設計作個分析。

當MOS關斷后，MOS的漏極電壓迅速上升，當漏極電壓達到Vin+Vf時，次級二極管導通，把變壓器初級電壓箝位在Vf上。而由于漏感是不受次級箝位的，所以，MOS管漏極電壓繼續上升，直到Vin+Vc電壓，Vc是RCD箝位電容上的電壓。這時候，箝位二極管D導通，漏感給電容C充電。由于電容容量足夠大，箝位電壓Vc基本保持不變。MOS的漏極電壓也就被箝位在Vin+Vc。

當箝位二極管D導通后，漏感電流在箝位電壓的作用下線性下降到零。有公式：

(V_c-V_f)×t/L_lk=I_p，那么可以計算出這段時間t為：

t=I_p×L_lk/(V_c-V_f)

由于吸收二極管的電流波形是個峰值為I_p三角波，所以，每周期RCD吸收電路中耗散的能量為：

V_c×I_p×t/2

那么漏感輸入到RCD中的功率為：

P=f_s×V_c×I_p×t/2

代入上面t的表達式，得到：

從這個公式中可以看出，V_c取值大一些，有助于降低RCD吸收電路的耗散功率。太小的V_c會導致RCD電路的耗散功率過大。有一個經驗性的取值，取V_c=2～2.5×V_f，但是，V_c的數值同時也受MOS耐壓的限制。特別是對于低耐壓的MOS，沒有足夠的耐壓空間。故而，V_c的取值要和MOS的耐壓、V_f以及工作占空比綜合考慮。如果要讓工作占空比比較大，那么就要增加Vf的值，那么也就要增加Vc的值，那么就要用耐壓足夠高的MOS。如果MOS的耐壓已定，由V_c+V_inmax<MOS耐壓的90%，那么Vc的值就可以確定了，然后Vf的值和工作占空比也就可以定下。

所以，反激電源中，很多參數之間有互相制約關系。不同的設計出發點，會得到不同的設計結果。

我們知道了耗散功率P，確定了箝位電壓V_c，下面我們就可以根據

P=V_c²/R，來計算得到吸收電路中，R的阻值。

接下來，我們來確定箝位電容的容量。

在前面的計算中，我們一直是假設V_c是不變的，事實上，V_c是略有波動的。V_c波動的大小，是和RCD吸收電容的容量相關的。一般我們可以接受Vc電壓有5%～10%峰峰值波動。那么，假如我們選擇5%的波動，在MOS關斷瞬間，漏感造成V_c電壓的變化，可以有如下的公式：

V_C+V_inmax<MOS耐壓的90%

這是一條檢驗設計的標準，或是一條設計的出發點。

我問一下 那現在的MOS的耐壓還沒有確定呢？？ 就是你的Excel檔里面的第一個方法，VC是如何得來的呢？

問一下,我漏掉了樓主的Excel表格?

后面有的。或者到這里下載看看

http://bbs.dianyuan.com/topic/597768

謝謝!我還沒看到后面呢!每天看一點,知識長一點!

老師，怎么我下載的資料都顯示不出來呢？你能不能給我發次？

haiiqnag1120@yahoo.cn

謝謝！

最近剛剛來看老師的杰作……菜鳥學習！

設計時按照80%來考慮。實際工作時，因為在電源剛啟動的時候，V_ds會沖的比較高，要用示波器抓波形看，確定最高不超過90%

是計算出來的.

我想請問大俠在設計反激式電源變壓器時，應先確定那個量？是vc嗎？再確定vf嗎？這樣我的占空比就沒有我想要的那么大了？請問大俠我如何兼顧！還是直接用dmax先計算回過頭來驗證vc有沒有超過mos耐壓！請老師指點一二！xx！

還有如果想提高電源效率，應采取那些措施？希望各位老師最好舉個例子？在此謝謝了！

你可以參考我在這里貼出來的一個EXCEL文檔。里面有幾種不同的設計起始點。

打個比方，你手頭上只有現成的MOS，而且耐壓比較低。那么你就必須按照MOS的耐壓來設計。假如你的MOS規格足夠你選用，那你可以先確定占空比再設計別的參數。

很多東西該如何兼顧，我也沒有很好的標準。我只能做到盡量把原理講清楚，實際工程中怎么協調，還是要看具體的工程案例和大家的經驗了。

師長，，你在62帖中說，那么對于600V的MOS而言，保留20%電壓裕量，耐壓可以用到480V。最大電壓應力出現在最大輸入電壓處，所以當最大輸入直流電壓為370V時，V_f取值為480-370=110V。

79帖中有一個經驗性的取值，取V_c=2～2.5×V_f，

81帖中V_C+V_inmaxC+V_{inmax =590V>540;}

_{是不是要重新選管子？}

最近在設計項目，整理資料，感覺有點迷糊

是啊，這里的Vc怎么確定呢？

在計算吸收電路的參數時，無從下手，不知道該怎么樣確定R C的參數

還請樓主能再講的細一點

謝謝樓主

謝謝樓主，我接觸開關電源也有一年的時間了。有幾個地方一直搞不明白。

一個就是RCD吸收電路中個參數的確定，看了很多書籍，但寫的都不一樣，我也不知道該參考哪個？

另一個是變壓器感量的計算，也有很多種方法，試了幾種方法，但每種方法計算的結果總是不一樣。這個很是讓人困擾。

有樓主的悉心講解，以后這方面會有更深入的了解

再次感謝樓主。

不同的方法，計算的時候，出發點不同。所以結果可能會有差異。但不同的結果，可能都是可以用的。

關鍵是要把原理搞透了，那么不管什么計算方法，你就都可以理解了。也就無所謂什么算法了。

你的Vc是沒法確定的，所以一切的計算就失去了意義。

另外二極管是有反向恢復的，特別是小功率的都用1N4007做吸收，其反向恢復時間大概2uS，你的公式就完全失去意義。因為沒有考慮反向恢復。所以這個地方實驗才是王道。

小弟看了多次，一些問題沒能完全弄明白，希望版主給稍微解釋解釋，再此謝謝版主，同時支持！

1、mos管的耐壓決定它的占空比，如選擇耐壓600V，其占空比可做到最大值0.52，那么我就可以選擇0.5作為最大值進行以下的計算是這么理解的嗎？（計算中，感覺很多值都是相互制約，也就是說，只要相互之間沒有邏輯錯誤，就可以了吧？）就如以下：
在Dmax=Vf/(Vinmin+Vf)，這里Dmax和Vf都是未知數，計算中，先選取Dmax或者選好mos管子，然后計算，計算過程中，也要驗算所選取的值是否符合，也就是說之間相互影響，都是經過反復驗算得到最終結果是嗎？

2、工作選取的是DCM還是CCM這兩模式？
dcm是選擇最低輸入電壓，最大輸出下計算，安排工作處于crm狀態；ccm最大占空比出現在最低輸入電壓處，與負載無關，這里在計算中如何體現的？（體現是Ip1和Ip2之間的關系嗎？能否給個比較具體的說明）

3、設計成多路輸出的話，這里電路是如何改進的？（可以給個簡單說明就行）

4、AP公式中，Ip峰值電流從平均電流Iavg中求到的嗎？關系是什么？
整帖子中的Ip和Llk=Lp都是一樣的峰值電流和初級電感量嗎？（耗散功率：P=1/2Llk*I_P²f_sV_c/(V_c-V_f)）

5、分析中mos的開/關過程中，有些不太明了的，我把我的分析組織出來，希望您看看是否有問題，不明白的也希望稍微講解下，謝謝！

1，是的，參數之間會互相有影響。所以我的excel表格在計算的時候，這里分成了三種考慮方式。

2，反激電源進入CCM以后，負載變化，只要是在CCM狀態，占空比是不變化的。

3，設計成多路的話，不需要太多的改進，只需要單獨考慮每一路的輸出電流大小。匝比按照Vf和輸出電壓比例來設定。匝數可以細調，以滿足多路的電壓精度。參考excel表格。

4，Ip就是峰值電流。具體是怎么從平均電流來的，你參考我的計算過程。Llk是初級的漏感，不是初級電感量Lp。

5，等你提問再說吧。

謝謝版主老師的回答，我在多看看，總結總結，這里我把我分析的過程發出來，問題也在其中，希望版主老師給予講解下

1、mos導通時，存能，對于次級，此時下正上負，使得二極管反向截止（過程中存能，這里好理解）這里有一個問題，在反向截止時，對于開關電源正常工作中，此時是次級的電容放電給負載供電，那么這時引起的（初級感應過來引起的）“反向截止”是怎么考慮的呢？

2、mos承受電壓是在其截止的情況下，先撇開初級不說，次級此時因為初級沒有再次上升，而是下降，所以電動勢變成上正下負，使二極管導通，這里就使能量進行釋放。同時，因為是變壓器中，所以又會耦合到初級，因此，初級受次級感應回來的電動勢為上負下正，與電源結合，所以承受的應力為Vin+Vf。
現在，考慮到初級，初級中突然斷電，所以就由rcd構成回路進行對突變和漏感產生的尖峰進行吸收（這里是否再次考慮其中磁通量變化所引起的次級變化進行分析，我還不清楚，在這個這個階段里，希望能給個比較完整的分析）rcd吸收回路的工作原理也未能分析的比較清楚，可以的話，希望rcd回路工作過程也稍微講解下，謝謝！！！

樓主，你好~~！

關于RCD吸收回路這個地方，有一點沒理解，請您指教一下：

在電源上電，反饋還未建立時，在MOS導通時，RCD中C的電壓應該和輸入電壓Vin一致，在MOS關斷瞬間，Vds電壓由0到VIN+VF建立過程中，此時RCD中的D應處于導通狀態，此時繼續向RCD中的C充電至VIN+VF，這樣才有你所說到的Vc電壓，即Vc是RCD箝位電容上的電壓。但是，電容電壓不能突變，因此您所說的RCD電容上的VC電壓是怎樣建立的呢？煩請解釋一下。

我覺得這個問題，你自己都已經回答了呀。就是在MOS關斷過程中建立的。電容電壓是不能突變。但MOS的關斷也是需要時間的，VDS電壓的上升也是需要時間的，這段時間雖然短，但是電容電壓就不是突變了呀。

我們通常說的突變，是指數學上的，理想情況下的突變，無論把時間坐標怎么放大，都能看到突變的那種情況。

你這里所說的情況，從長周期角度來看，是突變，但從微觀的角度來看，就不是突變了，是有個過程的。

那意思是說，RCD上C的電壓是從VIN降到0再被反向充電到VIN+VF嗎？

謝謝老師的回復~~！

這里的Ip和漏感怎么確定呢？

老師，你好，麻煩你看看我想的這個過程對不對

當Mos管關斷后，箝位二級管馬上就會有電流，因為RCD的電容開始放電時把電都放光了，所以電容兩端的電壓為0，而電容一端的基準電壓為Vin，所以只要Mos管漏極電壓大于Vin+Vd時，就會對電容充電。

而你所說的是當MOS管電壓到Vin+Vc時，箝位二極管D導通，所以我有點想不明白。請指教，謝謝。

還有你計算電容時，是按照電壓的波動算的，是不是電容電壓不會降到0，學生在這地方不是很明白，請指教。

l老師你好，我有個疑問

有一些書說的 ，rcd作用 實際上就是把mos的截止損耗，轉移到rcd電路里的R上去。在mos管截止的時候，電容需要復位，所以需要盡快向電阻放電

正如你說的rcd電路電容放電并不會把電放光

因為電容還有剩余的電量，并沒有完全把能量損耗轉移到R上去，那下一次mos管導通 ，rcd再起作用的時候，Vc 會不會發生變化，應該RCD緩沖效果減弱了？？

有點模糊了...

你好，這里我有兩個問題沒有想明白：

（1），不明白公式中會什么會有fs，我在精通開關電源設計這本書中，也看到類似的計算公式，那里面的公式中沒有fs？

（2）你給出了Vc的經驗取值，V_c=2～2.5×V_f，但是精通開關電源設計這本書中給出的經驗值是Vz/VoR=1.4（P97. 注意：若以Vz/VoR為函數畫出上述鉗位損耗曲線可發現，在所有的情況下，Vz/VoR=1.4均為消耗曲線上的明顯下降點。）這兩種不同取值方法會不會相差太大了點？

望樓主指點！

fs是開關頻率，乘以這個因子，計算出來的才是功率損耗，否則只是單次開關損耗的能量。

精通開關電源設計這本書我沒有看過，無法作更多判斷。

呵呵，非常感謝樓主的解答！

帖子寫的很好，看了好久終于看完了，不過看得太久，感覺自己的思緒又有點混亂了，看來還要多多實踐才行。

首長，我也是看過 精通開關電源設計這本書 看的很糊涂 ，首長能翻翻這書 點下迷津 （看的第一本開關電源的書，一直不明白，r和 Vz=1.4Vor

)

關鍵是實際應用中我們該取多少倍？為什么要取這么多倍？

大師，你好，最近遇到一問題，現在有些頭疼，還望能解惑也

最近用ob2269做一70w反激電源,在輸入280v,（輸出為24到29V可調），輸出為24情況下，低溫－25度時，工作在burst模式（小載時，比如帶1A電流）時，環路很不穩，紋波很大200mv左右；工作在滿載的情況下卻很好80mv，在常溫時沒有這種情況。當做低溫－20度實驗時，小載環路穩些，就是紋波大了些，我查了ob2269的PDF資料，工作范圍，下限－20度，不知和這個有沒影響，還是電路參數方面的問題。

我的電路參數是：原副邊匝比，30：9，初級感量500u,工作在上面情況，常溫滿載，占空比是0.18，副邊電容，佳美工KY330U/35V*3或4個,原邊100u/400v佳美工

還望指點迷津！

師長，

當MOS關斷后，MOS的漏極電壓迅速上升，當漏極電壓達到Vin+Vf時，次級二極管導通，把變壓器初級電壓箝位在Vf上。

我覺得應該是：

<?xml:namespace prefix = o ns = "urn:schemas-microsoft-com:office:office" />

MOS關斷后，MOS電壓應該急速上升到Vin，幾乎同時次級二極體導通，之后MOS漏極電壓才達到Vin+Vf，同時變壓器初級電壓也才箝位在Vf上。

您看對不對呢？

我認為你說的不對。

MOS電壓上升到Vin時，變壓器原邊電壓為零，那么次級電壓也為零，次級二極管被輸出電壓反偏，不會導通。

你可以參考buck-boost的工作過程。這是反激電源的拓撲來源。

好斑竹，你好。我把你的這個反激變壓器設計過程與一份仙童的反激變壓器設計過程仔細對比了一下。發現前面的都是差不多的。（證明條條大路都是通羅馬的），但是惟獨最后的RCD吸收損耗這方面不一樣。仙童的是P=0.5*L_lk*(I_ds^peak)² *f_s (其中：L_lk 是初級側漏感，I_ds^peak 是原邊峰值電流，f_s 是開關頻率)

我用你的方法算出來，一個50W的電路RCD上有7W的損耗，現在計算的100W的電源，損耗更是達到10W左右，我前面的參數在怎么調整，這個損耗都是差不多。（我計算的條件是：85VAC-265VAC 輸出100W，輸出電壓35V，輸出電流2.8A。MOS管耐壓600V，開關頻率66.5KHZ，效率80%，MOS電壓應力比例我選擇85%）

不知道這個是不是正常的。

漏感我都是按照3%來算的

“MOS關斷后，MOS的漏極電壓迅速上升，當漏極電壓達到Vin+Vf時，次級二極管導通，把變壓器初級電壓箝位在Vf上。而由于漏感是不受次級箝位的，所以，MOS管漏極電壓繼續上升，直到Vin+Vc電壓，Vc是RCD箝位電容上的電壓。這時候，箝位二極管D導通，漏感給電容C充電。由于電容容量足夠大，箝位電壓Vc基本保持不變。MOS的漏極電壓也就被箝位在Vin+Vc。”

師長，我不理解怎么箝位的，請指點

你問的這這段話里面的哪個“箝位”？

"當MOS關斷后，MOS的漏極電壓迅速上升，當漏極電壓達到Vin+Vf時，次級二極管導通，把變壓器初級電壓箝位在Vf上。而由于漏感是不受次級箝位的，所以，MOS管漏極電壓繼續上升，直到Vin+Vc電壓，Vc是RCD箝位電容上的電壓。這時候，箝位二極管D導通，"

樓主，為什么鉗位二極管D不是在當MOS關斷后瞬間就導通呢？而是在等到MOS管漏極電壓繼續上升，直到Vin+Vc電壓，箝位二極管才D導通導通呢？

是的。

你可以看看我這個帖子討論的內容：http://bbs.dianyuan.com/topic/631054

也請發表一下你的看法。如何精確得到變壓器初次級各自的漏感？

請教各位老大一個關于PROTEL 99軟件的問題！我在使用此軟件時出現了一個嚴重的問題沒法解決！請老大們出招！我在用的過程中畫面跑的很快？意思就是假如我移動一個零件到超出我的視圖范圍，我一移動鼠標畫面就會跑出老遠！一直找不到解決的方法！請老大們出招！我重裝了軟件！沒用

好老師，請教一下，為什么DCM模式下MOS管DS電壓會出現阻尼振蕩波形。

師長好，小弟這里有個疑問，這是否是DCM模式下的V_DS波形呢？如果是CCM模式，V_DS 因該一直保持Vin+Vf，而不會在后面的時間掉到Vin。所以這里是否該注明是在什么模式下的波形。請師長指點

師長好。根據波形看，這應該是DCM模式下的V_DS 波形；在CCM模式下V_DS 在MOS關斷期間應該保持Vin+Vf。師長是否該注明在哪個模式下呢？不知理解是否正確，請師長指點。

占位，看到這里了

有兩個問題，想請教一下！

1、在漏極電壓降低到Vc+Vf時，實際有振蕩的；此處的振蕩是不是由于MOSFET的節電容引起的？

2、公式P=fsXVcXIpXt/2中，Vc是否有誤？因為漏感向RCD輸送能量時，電壓是參照Vin的，但是這個公式中，Vc是參照GND的。

樓主講的不錯，學習了。

提個建議，能不能講講變壓器的工藝和繞線這一塊啊。

記下

5，輸入輸出電解電容的計算。

輸入側的電解電容，我們一般按照在最低輸入電壓下，最大輸出的情況下，要求電解電容上的紋波電壓低于多少個百分點來計算。當然，如果有保持時間的要求，那么需要按照保持時間的要求重新計算，二者之中，取大的值。

假如在最低輸入電壓下，電源的輸入功率為P_in，最低輸入交流電壓有效值為V_inacmin，那么我們一般認為此時整流后的直流電壓為_Vinmin=1.2×V_inacmin，由于在交流兩次充電周期間，對后面變換器的供電都是由電容儲能來保證的，那么電壓跌落是可以計算出來的：

C×ΔV=I×Δt，

ΔV是電壓紋波，一般取V_inmin的10%～20%，I是電容對后面電路的放電電流=P_in/V_inmin

而Δt則是兩次充電的時間間隔，可以按照0.8×1/(2×f_ac)來考慮，說白了，就是交流整流后的半正弦周期中，80%的時間是靠電解電容儲能來供應給后面的變換器的。

那么由此我們就可以計算出輸入端的交流整流后濾波電解電容容量了。

輸出側的電解電容。輸出端的電解電容工作在高頻下，紋波電流對其影響很大，我們一般按照紋波電流的限制條件來計算輸出側的電解電容。

電解電容上的紋波電流有效值與次級整流二極管的電流有效值以及輸出電流的關系為：

電解電容的生產廠家通常會給出電解電容在某個頻率下，某個溫度時的額定紋波電流I_RCrms。但實際使用過程中，我們需要考慮溫度效應與頻率效應。實際電容可以使用的紋波電流為I_RCrms×溫度系數×頻率系數。不同的廠商，提供溫度系數和頻率系數參考點可能不同，要注意換算。如果廠商沒有提供，那么下面的數值可以供參考：

溫度系數：

105℃：1

85℃：1.7

65℃：2.1

頻率系數：

100KHz：1

10KHz：0.9

1KHz：0.8

120Hz：0.5

50Hz：0.32

單個電解如果紋波電流不夠，可以用多個并聯使用。另外，多個并聯使用也有助于降低輸出電壓紋波。

實際最終電解電容的選擇是否合適，除了要保證足夠的電壓裕量。更主要的就是電解電容的溫度和溫升。電解電容的溫度每升高10度，那么壽命減半。所以電解電容的工作溫度，將受到電源設計壽命的限制。

另一方面，由于電容的溫升可能是外來的熱量造成的，也可能是自身的損耗造成的。所以，我們這里還有一個限制條件，就是，自溫升<5℃。

認真的學習到這里，非常感謝 好版主。

不知道是看到最后有點累了，還是怎么回事，對輸出電容計算這部份看的不太明白。。

這個工式里Iout可以知道, IDrms怎么來的啊？ 就算計算出Icrms, 那怎么去選電容值呢？？

希望幫忙解答一下,謝謝

就是輸出整流二極管電流的RMS值。我們可以根據占空比、波形的形狀等來計算的出來的。

對于次級整流二極管的電流，其波形無非就是三角波，或者梯形波。峰值都是可以計算出來的。

計算出電容上的紋波電流，就可以選電容了呀，電容會給出紋波電流耐受力的指標的，再乘以頻率系數和溫度系數。和你計算的值比較，不就可以選了嗎?

用一個軟件計算最方便了。

我把它傳到帖子最后面去。

為什么不像？

因為在低壓的時候，輸入電流會比較大，電解電容上的平均電壓會比較低。所以系數用了1.2，而不是1.414.

是的。

我評估自溫升，是把正常的PCB上的電容線割斷。外焊一個電容替代它的功能，測一下溫度。然后，恢復PCB再測一次溫度，兩次之差，就是自溫升。

我覺得也有問題！兩次的差值應該是電源其他器件發熱的影響！！用第一次測得的溫度減去室內溫度就是自溫升了！

再好好想想。

減去室溫干什么？其他元件發熱就不會讓這個電容變熱了？

報告師長，這個我覺得是這樣的，您看我理解對不，假設電容在板上時測得溫度是80，這80有三部分構成（1、室溫他t0 2、其它元件對電容的影響t1 3、自升溫t2）,再把板子上電容線斷掉，外接電容測得另一溫度，假設70，那么他只含有兩部分（1、室溫他t0 2、自升溫t2）所以兩者之差應該是其他元件的影響，再減去室溫才是自升溫。

您看是這個意思不

我來聽課~~~

師長你好，這句能不能舉個例子，實際電容可以使用的紋波電流為I_RCrms×溫度系數×頻率系數，比如廠家給的參數470Uf在105度120HZ條件下為I_RCrms=370，我要在61KHZ條件下使用應乘以多大系數啊，還有溫度系數也不知乘多少，有勞您解釋一下

6，輸出LC濾波設計

我們知道，有的時候，次級尖峰電流比較大，會在輸出濾波電容上形成比較高的電壓紋波，可能使我們的輸出指標達不到設計要求。那么這時候，我們可以在輸出端增加一級LC濾波電路。

關于這個濾波電路有一些限制條件：LC的轉折頻率不能太低，以免對反饋環路設計產生大的影響，通常我取轉折頻率在1/5的開關頻率處。

另外，L的值不能太大，以免影響動態響應速度。我對L的一個經驗計算方法的思路是：假如負載由空載突變到滿載，輸出產生一個ΔI=I_out的電流增幅，而輸出電解電容因為無法立刻得到電流補充，產生了一個ΔV=2%×V_out的電壓跌落，那么電感L在兩端電壓差的作用下，電流上升到輸出電流的時間是10個開關周期，那么有：

I_out=(2%×V_out/L)×10×T

L=0.2×V_out/(I_out×f_s)

有了L，就可以根據轉折頻率來計算出C的數值了。

但由于實際的電解電容有ESR和ESL，而這么計算出來的C，是理想電容的情況。為了保證LC濾波的效果，可以把計算出來的C加大一倍，同時把L的數值減小一倍。

這個計算的前提是，前面整流二極管后的電容已經足夠大的情形。

有的設計要降低成本，考慮到反正后面有LC濾波電容，所以就把整流二極管后面的電容減小。那么整流二極管后面的電容上的紋波就比較大。這時候，選擇轉折頻率可以按照轉折頻率之后，每增加10倍頻，對信號抑制能力為40dB的斜率來考慮轉折頻率。同時，還是需要考慮LC濾波器對輸出響應能力的影響。

版主 頂

"產生了一個ΔV=2%×V_out的電壓跌落，那么電感L在兩端電壓差的作用下，電流上升到輸出電流的時間是10個開關周期"

請問樓主2%指的是輸出電壓紋波嗎？

10個開關周期這個數據是怎么樣的出來的呢？

還請賜教

謝謝

我認真看下來了，樓主講的真不錯，有收獲！辛苦了，謝謝！

的確是強行計算。

只不過，是因為我沒有找到一種合適的算法。

我不喜歡用經驗值取個值。按照我的理解，所有用經驗取值的背后，都必須有一定的理論基礎和合理物理模型。如果我計算的不對，那么是我的算法或者模型建立的不準確，這可以繼續修訂。但我內心很反對隨便用幾個經驗值就把問題忽略過去。

148帖我看過了。你的這個觀點估計是從PI的一份資料上來的。

雖然玻璃鈍化的1N4007GP因為反向恢復問題，會把RCD電路中的能量反饋一小部分到初級繞組中，從而傳遞到次級，以提高效率。

但從具體的原理上，只是對我的設計思路的的一個補充，并不能說我的就是錯的吧？

另外，有些小功率的直接用1N4007這本身就是錯誤的！在PI的資料里也提到了。

我從來不認為實驗調出來參數就是王道！雖然我也常常通過調試來確定參數。我知道，我之所以需要通過實驗，是因為我對其內在的原理與模型掌握的還不夠深入，不夠細致。那是需要我去繼續學習的地方。但絕不是通過實驗把參數調出來就完事了。

可以計算的參數，才是可以控制的參數。不要讓電路的參數游離于設計者的控制。

你好

請問為什么小功率直接用1N4007是錯誤的？

請指教！

噢~~~~

謝謝老大！

看了您之前和超光速大哥的討論，覺得您的一些思想很值得學習。

我想請問您之前您說的1N4007直接用在小功率是錯的？？這里所說的1N4007是用在RCD處嗎？？

我昨天看過您鏈接中PI的那個問題。是說如果反向恢復時間長會造成恢復電流ripple過大，導致EMI的問題。如果是這個原因不用1N4007，那反之，是不是大功率就可以用呢？？那又是為什么？？

小弟初學，問問題都不知道何處著手，大哥見諒，希望您能幫我解答……

另：上邊關于RCD的圖中，第一幅應該是開關（看不清）；第二幅RC比較大；第三幅RC合適；第四幅RC比較小。

技術者很好的學術態度，值得我們學習！

這個與PI的資料無關，我以前的公司在很多年前就對此做過很多分析，發現二極管對最大電壓的影響非常大（吸收電容的電壓），用1N4007電壓低，但效率低，而不是你說的提高效率，用UF4007電壓很高，但效率高，這最高最低差了40－50V，你說你的Vc還有什么意義？最后發現用FR107才能平衡二者。另外你沒有考慮關斷延遲的影響，實際上高低壓Vc也有很多區別（最大過載點），所以你的吸收電路的計算也是強行計算，如果一個計算與實際不符合那還有什么意義？實際上我看過ON的，INFINEON的計算，也按他們的計算值試過，完全跟計算的兩碼事。所以電源是理論和實踐結合的一門科學，你這樣的強行計算實際上對初學者是有傷害的，要計算也可以，要考慮到各種參數，并列出一個精確的模型，但這是很復雜的，要考慮到實際電路的漏感包括環路電感，和測量的變壓器漏感是不一樣的，這樣復雜的模型我想你也很難處理。

“可以計算的參數，才是可以控制的參數”，理論上并沒有錯，但明顯有些不能計算的參數，或者不能精確計算的參數，你把它做成了可精確計算的參數，這樣就不對了，你可以說明以計算的數據為起點，通過試驗確定。

所謂內行看門道，外行看熱鬧。你的帖子沒時間全看，只看了一兩個，雖然外面喝彩聲一片，但實際上有很多錯誤。

既然你以內行自居，作為一個負責任的網友，希望你能把這些錯誤一一指出，免得我誤導初學者。說實話，你說我有很多錯誤，我心里是很不爽的。但上面的確有些地方粗心寫錯了，好幾位網友熱心給我指出，我都改過來了，我很感謝他們。

電源是理論與實踐結合的科學，但是，計算不準確，還是因為你的模型有問題。而不是計算本身是一種不科學。事實上，通過實驗來確定參數，只是工程上解決問題的一種手段，這種方式并不能讓學習的人理解深層的原因。一個不能讓學習的人學會原理的方法，你認為是好方法，我卻不敢茍同。

至于說模型的精確性，為了簡化計算，當然需要做一些合理的簡化。如果通過實踐發現，理論與實踐差異太大，那么就需要回頭去修正模型。以期使計算的結果和實驗的結果差異在合理可預測的范圍之內。這才是真正的理論與實踐相結合。

我不清楚你以前的公司是哪家？不知道是否可以公開說一下。我可以把PI關于RCD二極管的一點比較分析的鏈接發到這里，有興趣的去參考看一下：

http://www.powerint.cn/zh-hans/community/documents-quizzes/puzzler-1#answer3

其中的Question3就是關于RCD中D的反向恢復速度的影響。PI的這篇短文，有數據，有波形。我認為這才是真正做研究的榜樣。而不是用幾個管子去試，固然能試出來差異，但如果沒有理論支持，你永遠就是個實驗員的水平。

至于你認為Vc沒有意義，那是因為你對反激電源的原理理解的不夠透徹，只是一個實踐型的工程師，而不是一個理論與實踐結合的工程師。

特意針對上面鏈接的問題做了實驗，結論只有在如圖的C/VR的情況下是正確的，與C串聯的電阻很小，防震蕩的，不是這里討論的RC嵌位，如果是普通的RC，結論是錯誤的，用1N4007的效率比直接用UF4007低。

所以說不做實驗只是憑理論分析是錯誤的，理論和實踐不能結合起來就沒意義了，盡管你不承認，還是說你上面是強行計算，原因很簡單：不能和實際的結果一樣或接近。不多說了，免得又被認為是踢場子，再見！

回過了帖子，不禁對你有幾分好奇。呵呵，搜索了一下：

原來大哥是“那邊”的人。。。。。。

呵呵，不好好在那邊干活，到這里搗亂干什么呢？不會是來踢場子吧？

非常好的帖子，這樣認真的寫帖子，是要花很大的精力的，看的人輕松、明白，寫的人是很累的。我是很佩服的。

技術貼，能夠長篇大作，連貫性、系列化，本身就是體現了水平，沒有深厚的功底和私下的仔細研究，是寫不出這樣的東西來的。

我是很少來這里，來了也差不多只是看你的貼，真是好貼，記著你的好！

你說人家是強行計算，你有什么好方法嗎？沒有的話你有什么理論依據來確定吸收回路的參數。光用調試的方法也不是長久之策，要有理論依據支持，通過實驗驗證調試是正確的方法。你不應該這樣否定人家，還有你自稱內行，也太不謙虛了，剛愎自用。

初學者，看不懂，先留個腳印!

認認真真的學習了一邊。謝謝了

頂

頂——

計算波形有效值的小軟件。

有效值計算

下載不了。

來個設計實例對這貼子來個完美總結吧。

可以下載呀，直接點擊就可以了。

設計實例正在寫，仿真遇到了點麻煩。。。。。。

結帖我在猶豫，要不要把CRM和QR模式的計算也寫一下。

嘿嘿,要是能寫當人就更好了!~!~!就更加完美了

有效值計算老師我下載了這個資料怎么打不開呀！別的資料也都是打不開請問是什么原因？

講得不錯,學習了

請繼續

謝謝高手

頂

正在寫實例，并同時把EXCEL表格做出來，請大家不要急。

真是太感謝了 對于我們這樣的新人 確實是很清晰的一講到底的教材

對于許多教科書而言 本文思路清晰 相當不錯！

謝謝了！

非常感謝，我記得你的好，期待，做個凳子繼續聽來著！！！！！！！！！！

謝謝高手 啊

這個實例及EXCEL表是否已有公佈？

兄弟想驗證一下，謝謝！

反饋當然是指電壓反饋呀。

斜坡補償，一般是通過從時鐘電容上取的斜坡信號，按照一定的比例加到電流采樣信號里。你可以參照一下TI公司的UC384X系列的設計文檔。或者在論壇里搜索一下斜坡補償的文章。

收藏先...............

學習了。

頂一下！！

期待樓主盡快更新！

PS：樓主很嚴謹，搞研究，就要這樣。贊一個！

周末空調吹多了，頭痛，腦脹，肩酸。。。。。。

最近比較忙，EXCEL表格制作沒有想象中那么順利，因為有很多參數之間互相影響。還有就是個人希望能編出來一個DCM、CCM都方便使用的。

目前看了這個EXCEL表格做的并不讓我滿意，所以暫定為0.9版本吧。

希望大家多驗證、多給建議，有問題到這里來討論。

反激參數設計

好東東支持，不過建議所有使用的人都自己做一個這種表格，加深對計算過程的理解。

在公司我也做了簡單的、適合自己的關于變壓器設計的文檔....

使用久了，會把變壓器的設計公式全忘了.....嘿嘿

頂！

謝謝了 這個先收下 等樓主的更好的版本

樓主您好！我看到您EXCEL中的計算過程，有個地方沒太明白:

一、您的方法三中的反射電壓是根據RDC鉗位電壓算出來的！我用的輸入是DC 278-340V的，MOS 耐壓600V；我根據公式Vf=Vmos-Vinmin-150V（余量），計算得出Vf=110V,按您給定的計算Vf=70V,RCD箝位電壓與反射電壓比為2。我的這種計算方法有問題么？

二、您的RDC鉗位電壓是根據0.8Vmos-Vinmax的公式計算出來的吧！這個不應該是反射電壓的計算公式么？還有，RCD箝位電壓與反射電壓比是怎么確定的呢？

三、在很多資料中介紹變壓器的計算方法，有之中就是 根據Vmos 計算Vf，根據Vf計算Dmax，然后一步一步的計算。。。匝數等！并沒有涉及到RDC鉗位電壓的問題！（我現在用的方法就是這樣的），想知道 這樣可以么？

補充一下！我用的那個公式當中的150V是不是可以認為是給緩沖電路留的電壓尖峰啊，也就是鉗位電壓！

還有，我用Ap=2Po（sqrtDmax）x10^4/（η.K0.K.Bm.fs）這個公式算的磁芯和你表格中算出來的差距好大啊！大概差了兩個型號的磁芯！

多謝，那有沒有要注意的地方呢？

呵呵，要注意的地方，這個問題好像沒法回答呀。

Vin×D=Vout×(1-D)；但根據27帖gaohq的伏秒積平衡 Vin *Ton = Vf * TOFF ：我你們的公式有本質的區別。在62帖的D_max=V_f/(V_in+V_f)，計算最大占空比的時候，你用的是27帖的公式，我現在搞糊涂了，

這個問題，其實與3842基本沒有關系。

就是反激電源要實現86%的效率，有哪些需要注意的?

首先，要達到86%的效率，和你的電路的輸入輸出有很大的關系。低壓大電流的想實現高效率就比較難，而高壓小電流相對就比較容易。此外，總功率太小的電源，想實現高效率也是比較難的。

要提高效率，無非就是要降低損耗。那么反激的損耗主要從何而來呢？

1，整流橋的損耗。

2，MOS的開關、導通損耗

3，變壓器的鐵損、銅損

4，輸出二極管的損耗

5，輸出濾波電容的ESR損耗等。

6，變壓器漏感的損耗

7，控制電路的用電需求。

無非就這么些損耗。你想辦法把他們降下來，那么效率就高了。比如用戶好的材質的鐵氧體磁芯，降低鐵損。繞組的電流密度取小點，降低銅損。繞組結構用三明治繞發，降低漏感。二極管用肖特基的，降低導通損耗。用低ESR的濾波電容等等。

嗯　先謝謝　老大寫這多，呵呵　其實是ＤＣ　３６－７２　輸入　１２輸出　功率　５０Ｗ　左右　，

在成本適當下反激不知道能不能做到？

我想如果器件用的太好　成本肯定不達標，

還有這個功率下　同步整流的成本　和　肖特基的差別　有多大？

如果是這個的話，86%的效率可能有點困難哦。。。。。。

我對這種低壓輸入的，不是很有經驗。用同步整流成本肯定是用肖特基大多了。特別是CCM模式的反激。

也許你這個電路，用正激+自驅動同步整流會比較合適。

兄弟，你不會是把BUCK-BOOST里面的公式和FLYBACK的公式搞混了吧？

注意看不同的公式，對應的不同的電路圖。

版主，不好意思，我還是沒有發現自己的錯誤，

對于第一個公式，Vout就是Vf，因為那是buck-boost電路，是不隔離的。

對于第二個公式，Vf不等于Vout，因為那是flyback電路，有隔離變壓器，輸出電壓和Vf之間存在比例關系。如果考慮的細一點，還要把輸出整流二極管的壓降考慮進去。

版主，62帖中的Vf和最大占空比D是先確定誰？如果是最大占空比D那應該怎么取Vf，如果是最大占空比D那Vf又怎么取值？先謝謝了！

今天找了一些開關電源的芯片資料看，里面都沒有注明樓主說的CCM或DCM模式，請問怎么確定，謝謝。

這個可以看 開關電源的書 都有的

芯片資料有些不一定有

占空比的調節，是IC根據輸出采樣值和內部基準之間的誤差來調節的。大部分芯片的占空比都是可調的。

看不懂很正常。一來可能是你的電源基礎還比較薄弱。二來是我寫的比較凌亂。

不過，我建議你整理一下，多看看。一遍不懂就兩遍，兩遍不懂就三遍。我以前看電源書，來來回回都翻了4、5遍。

更何況，這里還有那么多高手可以幫你，不要放過好機會哦。

倆字“佩服”！

我剛接觸開關電源，還有個疑問哈：設計變壓器和占空比的時候，怎么把輸出負載（電流）考慮進去啊？

是的！

你好，讓你記得我的好！想請教下像工作在BCM中的PFC如L6562/SA7527用作反激時設置占空比最好為多少，工作在什么模式下，CCM/DCM？謝謝！

在BCM模式下，只能是DCM。其實我們上面的DCM的計算就是按照極限情況下為BCM來計算的。

BCM為變頻控制，占空比的選擇考慮的因素更多。包括頻率變化的區間等。

等我有時間再總結一下吧。

哦，謝謝你！期待你的文章！你看我現在設計的：33V 0.55A 使用的是SA7527 采用ER2510磁芯，參數為：LP=800uH NP=60 NS=20 NVCC=11 是否合適，謝謝！

我幫你計算了一下，按照最低輸入時，工作在臨界狀態考慮的。取此時最大占空比為0.40，因為MOS耐壓地，所以反射電壓和RCD箝位電壓都要取低。反射電壓68.4V，箝位電壓110.4V，MOS電壓應力為480V。

算下來，電感量800uH，磁芯如果選ER2510，Ae=0.92CM²。那么如果B值取0.15，初級則為60匝，33V輸出，為30匝，18V輔助電源繞組16圈。

其實我覺得你的B值可以取高一些，這樣圈數可以少些。

可以取34：17：9，此時B值約為0.25。

恩，謝謝！繼續期待你的精彩內容！支持！

可以取高一點.就是說取高取低都行.那里何區別呢?謝謝.

我這里之所以說可以取高一些，是因為他已經選定了磁芯。那么在這個磁芯的基礎上，B值取0.15就太小了。初級圈數會比較多，B取大點，圈數可以少點。

取高取低是都可以，關鍵是你要明白取高或取低了，對實際工作的影響。

好老師.您好.后輩真的很佩服您呀.本人也是一直關注著您的貼子.^{_{關鍵是你要明白取高或取低了，對實際工作的影響.....對呀.我就是想讓您講以下他的影響呀?只有實際測試才知道嗎?您能搞點這方面的波形講講嗎?謝謝.了.}}

呵呵，B值取的高或低，波形上可看不出來啊。

他的影響，主要就是對變壓器的優化了。鐵損和銅損之間的平衡。

好老師.搞點波形講講嗎?呵呵.

想請問下7527 VCC供電繞組如何計算？

我按照EXCEL表格計算出:DCM AP=0.208cm4,ccm AP=0.238cm4,如果我選擇磁芯UU15.7(AP=0.2083)AE=0.248cm2 ,AW=0.84cm2則NP=132匝 NS=65 N副=36匝與你算的相差太大了，如果選擇其他的磁芯，其計算結果又會不一樣，我怎么去選擇磁芯，這些不同的選擇會不會對結果又影響，還煩請教！

看到1/3，已經感動的熱淚盈眶……

真誠地謝謝樓主的分享！

還沒看，先按個手印

樓主無私的奉獻，謝謝，謝謝！

太精彩了.樓主我對您太佩服了.

不錯，對您太佩服了。搞電源好些年了 對一些問題還是一知半解的，看過后真是明白了不少。

樓主老師：

您的帖子我關注很長時間了，也期待您的更新。請問：該帖是不是講完了？如果講完了，期待您在變壓器方面開新帖，磁芯選擇、查資料等等，這部分水也很深。期待您的精彩繼續！

樓主老師，您好！

您設計的那個EXCEL表格，對于最后一點損耗功率的計算公式，感覺不是很清楚，您能不能解釋一下。謝謝！

反激講了講正激..........

把每個拓撲都來一遍。

光是反激還有的講呢。。。。。。好累，睏。

喝咖啡去

很感謝樓主的付出和分享。

樓主說得對，理論與實踐結合的工程師才會成長為一流的工程師。

努力著。謝謝。

謝謝樓主的分享，正要學習這方面知識。感覺確實和Buck Boost很像啊！

馬克之，慢慢看，我會記得您的好的，哈哈，謝謝啦！

樓主能否介紹一些電源書籍給大家，現在市場上的書真是魚龍混雜，很多書都是把DATESHEET直接翻譯過來貼上去的。

這些書都還可以。

http://bbs.dianyuan.com/topic/594848

老師您好！看了一下午還沒看完，我也想問您個問題。
之前看過關于RCD的計算，如最后圖當RC選取較小時，會造成MOS管斷后放電過快而成為死負載，那此時比較平那里應該是RCD的二級管導通才會將RCD電容維持在Vin+Vf，從而保持電容兩端有Vf的壓差，那此時Vds是否為Vin+Vf？那如果是這樣，根據您前邊的理論，我可不可以判定如圖示工作在CCM？？糾結好久，希望您能解答……

這次好啦！望望您能解惑。
，這也太難編輯了吧……

判斷是否CCM狀態，是看在MOS開通前的瞬間，V_DS電壓是多少。如果是V_in+V_f，那么就是CCM，如果比V_in+V_f低，就是DCM。

從你的圖上看，當開通前，V_DS電壓已經從平臺跌下來了，應該是DCM。

您好！昨天的圖上傳一直有問題。

我另找了一個：這個圖里邊，當MOS開啟（Ton），電壓才從平臺上掉下來，那是否說明這個就是CCM？？

因為你的圖太小了，可否先介紹下，從上到下幾個波形，分別是什么信號？

我可不想輕率的回答你，而誤導了你哦。

如果我按CCM設計的，會不會實際電路出來的時候，變成了DCM？

另外一個問題想問 好大師 ，很多地方都會用到電感，比如全橋整流之后、電容之前，請問這種情況下，電感量該如何計算？

CCM在實際工作的時候，一定會有些時候工作在DCM狀態的。比如輕載，比如高電壓輸入，都有可能的。

電感的設計，說白了，就是考慮電感承受的電壓變化和電流紋波之間的關系。按照這個來設計。

應該任選其中一路輸出計算就可以。

5V為Ns1,12V為Ns2，那Ns1/Ns2大約等于5/12，所以用哪路計算差別不大。

對的，書生回答的正確。不管用哪一路來算都是正確的。其實，你看看，我上面計算Vf的時候，沒有考慮輸出電壓的。Vf是按照MOS的耐壓、最大工作占空比、輸入電壓范圍、RCD箝位電路電壓Vc來考慮的。

對于反激來說，不管是哪一路輸出，他的反射電壓Vf都是一樣的。這是他的工作原理決定的。

老師，如果負載電流增大，Vds會變大嗎？如果在D極與變壓器初級竄個磁珠，起什么作用，減小EMI？MOS被打死會接著導致IC芯片被打死，為什么芯片與G極之間的R沒有燒壞？

如果負載電流增大，因為漏感電流也增大，那么RCD吸收電路的箝位電壓也會升高，那么VDS的峰值就會變大。

在D極串磁珠，是為了抑制MOS開通過程，次級二極管的反向恢復電流和變壓器繞組分布電容產生的電流尖峰和振蕩的。

芯片是半導體元件，比較脆弱。電阻瞬間有較強的超額使用能力。

看初級IDS波形可以看出區別，但未必明顯哦。

初級電感和Coss的振鈴產生的損耗，我倒沒有細想哦，給MOS的Coss充放電的損耗應該很小吧。如果想讓振鈴次數少，就要周期變長，那么，如果MOS已經定了，只好讓初級電感大一些了。

好老師，計算電流斜率和電感中有一步是：

假如輸出功率是P_out，效率為η，那么

P_out/η=V_inmin×I_avg=V_inmin×(I_p1+I_p2)×D_max/2

我想問：對反激電源，效率η如何預估？輸出功率不同效率差異大嗎？

非常感謝！

你問的這個問題是不容易回答的。

效率的預估很重要。但是如果沒有很多經驗的話，的確不容易估算準確。其實，我也不是很有經驗的。

一般來說，功率小的，效率會偏低一些，因為有些固定的損耗是少不了的。比如IC工作需要一定的功率，這個功率一般不隨輸出功率改變而改變。那么小功率產品里，這個比例就會大多了。效率也就偏低了。

多繞組的，繞組多了，線圈結構不好安排，漏感會比較大，效率會偏低。

輸出電壓，同樣的功率下，低壓大電流和高壓小電流，前者的效率要低不少。特別是如果采用二極管整流，輸出電壓越低，效率會急劇下降。隨便舉個例子來說，5V電壓輸出的，如果采用1V壓降的二極管整流，可以想象，至少有1/6的能量損耗在二極管上，即便其他部分都是理想元件，那么效率也不可能超過83%，這也是低壓輸出要采用同步整流的原因。

還有一些設計，比如為了減小體積，頻率做的比較高，電流密度取的比較大的，那么效率也會低一些。包括占空比的選擇，工作狀態等都有影響的。

當然，也有一些提升效率的方法，比如QR模式呀，同步整流啊，LCD無損吸收啊、變壓器三明治結構啊等等。

但總的來說，我感覺一般的反激效率在70%～85%之間。然后再根據實際的情況，按照自己的經驗作一些調整。

看了您之前和超光速大哥的討論，覺得您的一些思想很值得學習。

我想請問您之前您說的1N4007直接用在小功率是錯的？？這里所說的1N4007是用在RCD處嗎？？

我昨天看過您鏈接中PI的那個問題。是說如果反向恢復時間長會造成恢復電流ripple過大，導致EMI的問題。如果是這個原因不用1N4007，那反之，是不是大功率就可以用呢？？那又是為什么？？

小弟初學，問問題都不知道何處著手，大哥見諒，希望您能幫我解答……

另：上邊關于RCD的圖中，第一幅應該是開關（看不清）；第二幅RC比較大；第三幅RC合適；第四幅RC比較小。

對，說的就是RCD部分的。

大功率更不適合用了。

你上面的圖，把出處貼上來吧。我要先了解一下他上下文說的什么東西。

就是這個，只是我覺得只有Vds至少在Vin+Vf（應該還有導通壓降吧）才能保證在整個Toff周期C的電壓維持在Vin+Vf吧？？所以按您之前說的，CCM下才能保證原端維持在這個電壓。

RCD箝位反激變換器的設計與實現

嗯，看了一下。

他圖上的波形應該是箝位電容上的電壓波形。

至于你說的是不是CCM從這里就看不出來了。因為我們一般都設計C上的電壓是超過Vf電壓的。假如電阻放電速度不是很快，在下一個周期開始的時候，C上的電壓可能還是比Vf高的，哪怕這時候已經是DCM了。

也就是說C上電壓能維持在多少，是看放電電阻的。放電電阻阻值小，那么你說的就有道理了。但我們不會用太小的放電電阻阻值，因為那樣損耗會較大。

謝謝您答復，那如果如圖c中電容上的電壓已經維持到平穩值（平臺），是不是就說明此時是靠Vds端充電給C而維持的呢？？

那Vds此時應該約等于Vin+Vf。也就是說在MOS打開時，副邊其實還是有電流的，而整個過程在CCM。

如果如圖a和b，如您所說，由于開關關斷瞬間，電容上的電壓充電完全可以高于Vf。此時下降是和R大小有關；那如圖c我認為如果是DCM的話，首先在開關打開之前，Vds端電壓應該下降到Vin，所以圖c不會出現平臺，而是會以RC放電曲線下降至0才對。

所以我認為圖a、b不確定，而圖c應該就是CCM。

您看是這樣嗎？

開關MOS管G極串聯一個電阻到3842的out Pin腳，資料說電阻太大影響開關速度，太小會引起震蕩，煩請高人指點一下其中的原理？什么是RC選頻？另外變壓器和MOS分布電容LC震蕩是振鈴式的阻尼震蕩，能量從耗到哪里去了？謝謝！

真的讓我記得你的好啦！

我從事FLYBACK返弛式開關電源也有二年多的時間啦！只不過是專注產品制造這方面。最讓我感到困惑的是在OQC檢驗端發生產品主MOS管（無PFC）G,D,S相互短路，最多的為DS直接短路。當然同時伴隨著Sence電阻炸毀，PWM IC失效。備注：MOS TOSHIBA 3569，PWM IC LTA809FA，Fuse卻完好無損。更換上述幾顆零件后，產品輸出正常。

真的不知道到底是由那部分引起該產品炸機，是否存在PWM IC“負傷而行”呢？還是MOS本身的問題！請大蝦幫忙指點一下！分析這種情況該如何著手？

對產品的失敗分析，首先要確認各種情況下的功率半導體器件、變壓器的電壓、電流、溫度應力。

對于你說的這個失敗案例，首先要觀察MOS的VDS波形，在各種狀態下，峰值到多少？有沒有超過額定值的90%。另外，就是滿負載的烘箱實驗，確保散熱足夠。結溫不超過最大額定值的80%。

具體你可以參考一下這個：

http://bbs.dianyuan.com/topic/584942

謝謝你的回復！呵呵，看來我也得專心學習下設計方面的原理知識啦！

我需要做一個輸入是 18V ～ 36V, 輸出是 12V/5A，要求隔離的DC-DC電源，所以我認為反激還是比較合適的，只是設計時我在最低輸入電壓18V條件下設計，輸入輸出太相近了，匝數比很低，而且DC-DC flyback電源的開關頻率很高，這樣我的肌膚效應很明顯，所以我大概算下，如果在100KHZ條件下，線徑不能超過0.42mm，所以算下來初級10跟線并聯，次級要8根線并聯。這樣做可以嗎？我的core是不是用 EER35的？

個人感覺你這個電源用反激不是很合適。用正激或者推挽似乎性能會更好。

至于初級和次級線需要并聯的事情，如果電流很大，以至于需要很多根線并聯時，這時候，建議用銅皮來做繞組。

磁芯大小，你自己按照我上面的方法計算一下AP值看看。

你好，真的很謝謝你的建議，我現在剛接觸這類電源頭都大了，我還是先用反激試驗下吧，可是同皮要怎么設計呢？厚度和寬度，我沒有概念關于這個。

樓主，謝謝你！

不要的話，開關過程容易振蕩的厲害。還是加一個驅動電阻比較好。

你好 我用你的EXCEL算了下 發現是不是只能用于降壓啊？？

還是我用錯了？

哦 求之不得啊

參數：輸入為一 2.3~2.5VDC 5A 蓄電池

現需要對其進行升壓到550VDC以上 最好能到600VDC帶載能力以及輸出電流要求不大

之前我做了個單端反激電路 勉強達到 可是基本上是亂中取得的 而且現在掛了 正在郁悶中

然后我手頭有EE65的磁芯（雜牌貨）

最好能用上這種磁芯就最好了

謝謝了！！

我看了你的帖子，有一個輔助電源給IC供電的對吧？

我來嘗試算算看哦。

我給你用excel表格計算了一下：

輸入參數：1.92VAC～1.785VAC，呵呵，目的是使下面的直流剛好等于2.3～2.5V

輸出功率：15W

效率：60%，很懷疑能不能達到這個指標。

頻率：50KHz

按照方法1計算：

設定最大占空比0.47

RCD吸收電壓是Vf的20倍。

那么Vf=2.0V，MOS耐壓54V，Vc=40.9V，這些都是盡量靠近你目前采用的元件來考慮的。

因為輸入電流很大，所以采用CCM模式，Ip1=11.54A，Ip2=34.63A，初級電感量計算出來為0.9uH。

采用EE65的磁芯，那么AE=3.78cm²

可以初級繞2圈，次級繞600圈。

為了降低分布電容，次級建議分成4組，每組150匝，分別整流濾波后串聯。

因為你這個變壓器的升壓比太高，如果能用分槽骨架其實更好。

還有就是繞組結構很重要，要盡量降低漏感。

呵呵 謝謝了

對了 如果用EE55的話 初級 次級大概多少匝？麻煩了 真不好意思

好斑竹 如果我的開關管耐壓提高的話 匝比是不是可以降低一些啊？

版主，你好

我以前見的反激都是降壓式的，輸入比輸出低，這個電路設計讓我感覺很怪異，照你的思路我計算了下，遇到些問題，還望 解答：

1）RCD 吸收電壓取VF的20倍是如何選取，占空比精確到0.01不知版主如何考慮

2）照Np=L*Ip/△B*Ae,代入上面數值，分子比分母小，匝數算不出不，不知B是如何取值(Ip取34.63吧）

3）0.9uh 感量感覺很小的數值呀（觀念中接受不了），我以前測變壓器的漏感最小有幾個uh

4）版主在解答141貼時Np=Vs*Ton/△B*Ae和Np=L*Ip/△B*Ae區別說

(U_min/L)×T_on=I_p，所以<?xml:namespace prefix = o ns = "urn:schemas-microsoft-com:office:office" />

U_min×T_on=L×I_p

二者本質上是一樣的。

但是，這個公式是在DCM模式時成立，在CCM模式時，就不成立了。

而上面我原先的那個，不管是DCM還是CCM都可以用。

我還沒搞懂這句話“這個公式是在DCM模式時成立，在CCM模式時，就不成立了。而上面我原先的那個，不管是DCM還是CCM都可以用”，還望能百忙中解答下

電源水平學習中，若有問的膚淺的問題，還望不要見笑

1,你沒有看到我的EXCEL文件嗎？不同的RCD電壓會造成不同的設計方向。他這里的VF很低，所以RCD吸收電路電壓可以取高一些。

2，如果計算出來NP的值不合適，那么可以調整參數，是NP達到最起碼1匝。

3，0.9uH的電感量是很小，所以實際中需要精確測量。

4，這兩個公式從本質來說就是一樣的呀。可以互相推倒出來的。你自己先推導一下，理解他的意思，然后我們再討論。

老師，我剛開始接觸開關電源，有好多的疑惑希望你不吝指導我一下，再次感謝您！

1. 反饋的采樣點有些取在5V輸出，有些12V，有什么講究嗎？

2. 如果輸出偏低，必然導致分壓后Ref端2.5V偏低，請問此時TL431還在工作嗎？因為參考端接入正向輸入端。如果不工作，如何調節輸出穩定回5V的呢？

3. 如果輸出偏到很小，不能滿足光耦工作電流，反饋就不起作用了,過R3提供的Ik電流是什么作用？還有什么意義？

1，反饋采樣的那一路會比其它的精度和穩定性好。源效應和負載效應也好。所以，要看你對輸出的具體要求來定了。一般選擇要求最高的那一路或者功率最大的那一路來反饋。也有幾個輸出電壓共同反饋的例子。

2，如果輸出偏低，那么TL431就不工作了。因為我們都是負反饋，失去反饋電源就會輸出往電壓升高的方向變化，直到TL431重新開始工作。一般電源的設計都是按照，如果失去反饋，就輸出最大電壓這種方式來設計的。

3，不好意思，我看不到你的圖，無法解釋R3的作用。

謝謝老師的回答。

第三個問題如圖附件

學習了，水平有限，靜靜聽課

太好的貼子了，一定要看看

老師你好，我是初學開關電源的，用的變壓器設計公式設計了一個變壓器，發現電感很高（工作中CCM模式下電感量為3073uH），請老師指導一下

我的參數是這樣：輸入85-265VAC 輸出24V330MA，電源管理芯片工作頻率是65KHz，內置700VMOS管，磁芯我想用EE16不知是否合適，望老師不吝指教！

老師，是用你的表格來作的。如果用DCM模式的話的電感量為1844uH，是不是也大了一些？順便講一下，我是做LED電源的，呵呵！

你的占空比選的多少，我來算算看。

因為功率小，所以電感量大，正常的。

沒想到老師這么快就回貼子了！我是按照你表格里面方法三來計算的，算出占空比為0.48，多謝老師！

嗯，電感量差不多。可能再小點就更好了，估計你效率選的80%左右。有點擔心，因為你這個功率太小，效率可能做不了那么高。電感量可以選1600～1800uH之間吧。

具體的匝數，你按照你的磁芯的AE來計算吧。EE16的規格太多了。。。。。。

老師，我還想問下關于CCM和DCM工作模式，什么樣的輸出功率下用CCM模式，什么樣的功率下用DCM模式

那從經驗來說，多少功率以下用CDM模式來設計呢，不好意思，我是個新手

這本來就是個經驗性的東西，我可不能亂說。而且和具體的案例有關系的。比如輸入電壓的范圍等。

如果你真的要搞搞透徹，那么建議你用兩種方案來設計，然后計算一下損耗什么的。再結合電路對體積和成本的要求綜合考慮。

對于電源來說，我們做的大部分是和交流電隔離的，這樣才能保證使用者的安全。

這時候，小功率的場合，用flyback就是最簡單的了。

老師，這個帖子我看了好幾遍，輸出電容計算那塊還不太懂，你的意思是輸出電容只根據紋波電流選取？電容C0的大小怎么確定啊？還有變壓器隔離一般是怎么實現耦合的？我之前做的時候學長說不能光電耦合的話輸出地和輸入地要接在一起，那樣就不算隔離了吧？

輸出電容的紋波電流耐受能力，要大于你的次級輸出紋波電流。一般來說，電容容量越大，耐受紋波電流能力就越大。一個電容如果耐受力不夠，可以兩個并聯。

變壓器的耦合是通過磁場耦合的。

你們學長說的那個是電氣信號之間的隔離，一般使用光耦實現的。

輸出地和輸入地如果接在一起，當然不能算隔離了。

初級和次級之間的信號通過光耦來實現傳遞。如果沒有光耦，那怎么傳遞信號呢？那就必須共地了，就必須連起來。

也有一個辦法，通過磁耦合，但這個方法用的很少。

大師你好，我看了一下午也沒看完，我現在準備做T8的方案：輸入85~264V，輸出87V，215mA，前面用SA7527，后面用AP4313，開關管用K3673.變壓器用ER2510.請問我變壓器參數應該怎么設定？

頂起來.做個記號...

老師,你好.

我有個問題比較疑惑.

當電路反激的時候,MOS關斷,然后RCD的D工作狀態是怎樣的呢?

只要有反射電壓存在,D就該導通的吧?

因為反射電壓是加在D的正極的.

MOS關斷后的很短的時間內D是工作的。其他時候都是反偏截止的。

因為V_C電壓是高于V_f的。

謝謝老師指示.

在MOS關斷的瞬間,由于漏感和布線電感的影響,尖峰電壓給電容充電,Vc高于Vf時D就不工作,故D在短時間內工作.

謝謝老師,怪我沒理解你上面寫的文章.

嗯，理解了就好。

樓主，您好，我是初學者，看了您的文章后真的是受益匪淺。我用您上面給的flyback的例子改了一下，想把反饋加進去仿真，實現一個輸入電壓250V，輸出功率150W，19V輸出電壓，占空比百分之32，頻率32K初次級匝數比為6，工作于CCM模式的flyback的仿真，不知道為什么仿不了，請老師看看flyback1我是照TOP258手冊上的一個例子畫的圖。

我簡單看了一下你的saber文件。發現有不少元件，參數都沒有設置。還有，鋸齒波的幅度和誤差放大器的輸出幅度是否匹配？

具體的仿真建議你去軟件仿真版問一問。

您好，我把一些參數改了，請您再看看，仿真的時候報錯the initial point dc is not found，小弟是第一次使用saber，低級錯誤請見諒。flyback2

我在如圖的位置，串入一個0.001歐的小電阻，仿真就可以進行下去了。

老師，您好！我昨天將電路改了，但是在仿真輸入電壓由250V跳變到260V的時候，輸出電壓反而下降了，不明白是為什么。請老師看看，我仿真時間為30m，步長10ns。flyback3

嗯，我看了你的圖。你的這個原因在于

1，鋸齒波發生器的幅值太大，超過了324的輸出能力。結果占空比調節范圍受限了。把鋸齒波的幅值調節到15V。

2，324需要增加個反饋電路，就是在324的輸出和反相輸入端之間增加反饋電路。

你嘗試一下吧。我因為今天有客戶來參觀，需要做些事情。不能給你詳細仿真了。

抽空幫你仿了一下，參數沒有細調，湊合著看看吧。

把鋸齒波的幅度調到15V，增加如圖的反饋網絡。其他的沒有動。

非常感謝您！！！！！！

老師，您好！我剛才仿了一下，為什么我把鋸齒波幅度調下去之后得不到您那樣的波形呢，請您看看。flyback4

再仔細想想，鋸齒波的峰值和運放輸出一樣是不合適的。那樣的話，占空比會達到接近100%

我后來又仿了一次，把鋸齒波的offset設定在0V，幅值20V，這樣最大占空比就被限制了。反饋網絡中的1n電容刪掉，10n的改成22n，330K電阻改成4.7K的，也可以仿出結果的。

謝謝老師，請問您是怎么設計的反饋環路？我這幾天自己自學了張衛平老師的那本書，有些東西還不是很理解。請教您這個仿真電路在加入補償環路之前主電路是不是只有2個由LC引起的極點加一個高頻右半平面零點。這兩個極點是2個共軛極點還是兩個分裂的極點？請問你是怎么估算的反饋環路的參數，您第一種補償方法是引入了2個極點，一個零點，并通過電阻引入了中頻段增益，這里你引入的第二個極點是高于還是低于輸出極點？第二種方法只是引入了一個零點和原始極點，并引入了一個比較小的中頻段增益，這樣做對環路的影響是不是只是減小了環路增益，從而減小了帶寬改善了相位裕量？

呵呵，在這里的反饋回路我是靠經驗來試出來的。真的要計算的話，那么首先要把開環傳遞函數搞出來，或者能用儀器實測出波特圖也可以。根據開環傳遞函數和波特圖針對性的進行補償就可以了。

仿真的東西，除非你的模型非常準確，否則，仿真出來的反饋環路和實際的未必一致。所以我很少花時間在反饋環路上做仿真。

謝謝老師！老師，我這幾天看了您和論壇上幾個老師的帖子之后，心里有很多問題，想請教一下，有些問題可能很白癡，但是確實困擾著學生，希望老師您能指點我。。關于flyback中功率MOS的功耗問題

1，“FET開通延時指未開通之前不包括米勒效應區，關斷延時是指開通的狀態包括米勒效應區，從上面的圖可以看出開關損耗基本集中在這一塊”

這應該對應圖中的，Ton2～Toff3，而不是你說的Ton3～Toff3，你的理解是對的。但對于圖的理解有問題。開通延時指未開通之前不包括米勒效應區，那么是不是可以理解為開通是從米勒效應區開始呢？那么不就意味著損耗就從米勒效應區開始嗎？損耗當然包括了米勒效應區。

2，估計不是因為計算不合理，而是因為電路不合理。100歐的驅動電阻太大了。10歐還差不多。另外，250V的直流輸入，輸出200W的功率，用反激不合適吧。負載是相當于感性負載。flyback本來就是把能量先儲存在耦合電感里，MOS關斷后再釋放的。

3，損耗的計算就那么幾種，開關損耗是計算電壓電流重疊區。導通損耗是計算導通電阻上的損耗。電容上的損耗就是計算電容儲能。

MOS的開關速度是ns級的，看具體要開關多快，是受一些條件制約的。比如，驅動電路的驅動能力、還有，開關速度快了，會導致EMI問題更突出了。驅動電阻太小，會引起振蕩。要想實現高速開關，最好是用軟開關的方式。

想降低導通損耗，無非就是想辦法降低I和R。沒有其他好辦法的。

C和D的損耗，最好是用軟開關來解決。此外好像也沒有好的解決辦法。

不好意思啊，我對估算損耗，沒有什么經驗的。

做的項目不夠多。。。。。。

啟動電阻損耗，給IC提供初始供電的電阻的損耗。

謝謝老師！我發現我問了您好多的白癡問題，您都一一耐心的給我做了解答。。老師您人真的太好了！

呵呵，不要這么說自己哦。每個人都是這么一步一步走過來的。遇到問題，總希望有人能給自己肯定的答案。否則心里覺得不踏實。

呵呵，這一段需要很好的數學功底了。我那點數學底子，都還給老師了。

他的意思就是把暫態突變的激勵信號，與傳遞函數相乘。然后看輸出結果。所謂的拉氏變換等只是數學手段。

通過他的分析，既然輸出阻抗知道了，那么如果你知道了電流突變的值，電壓的變化量不就也知道了嗎？

老師，比如我現在知道負載電流的突變值為1A，那我計算輸出電壓的穩態變化量就直接用1A乘上考慮反饋的負載電阻值嗎？

我覺得應該是1A乘以輸出阻抗。這個輸出阻抗，不僅僅是負載電阻值，和電路的LCR都有關系。

是它上面給出來的那個Zout-withfeedbacki的輸出阻抗嗎？如果是這個阻抗，那么是得到的一個頻域的函數，再用終值定理來得到最終的V的變化量嗎？

您在貼中提到"250V 直流輸入 200W輸出,反激不合適"不太理解,反激有他的使用范圍么?如何確定呢?

任何一種拓撲都有適用的范圍的。但又不是完全絕對的。

只能說在某個情況下是否適合而已。而這個純粹是個人根據經驗得來的一種感覺。

好老師那個LLC是什么拓撲呀?謝謝.

　　好好學習，慢慢理解

讓你記得我的好 老師好！小弟自學一段時間的電源，中間發現一些問題，希望能得到老師您的指導，這里我弄成Word發了上來，包括一個例題，問題開頭就寫出來，例題只是讓老師能更清楚我問的問題來自于哪里，希望老師抽空看看！學生這里卡了一段時間，感覺無法更進一步，萬分感謝您的指導！！！

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呵呵我也是上來提問的！剛好看到你的，我幫你回答一些吧！

這里輸入90-270Vac 整流后得到的電壓為127-382Vdc 之間符合根號二倍關系；<?xml:namespace prefix = o ns = "urn:schemas-microsoft-com:office:office" />

版主您的是輸入85-265Vac，整流后得到的電壓為100-370Vdc。

問題：這里的關系并沒有符合根號二倍關系，能否說明下為什么？

答：這個不要太在意了，樓主應該是1.2倍在計算，你可以從85*1.4-20約=100，20是電解電容的紋波電壓和橋堆的壓降和。反過來想想，你設計的電源這點電壓變化都不行，那也太不爭氣了吧，呵呵！

MOS管裕量問題，這里擇取30V電壓裕量，而您的是只使用80%

計算看出，同樣是600V電壓的MOS管子，

這里可以選了不超過570V就行，

版主的是480V。

問題：這之間的差值好大，所以這點上我不太理解為什么？

答;這個經驗了，我這邊的工程師是留50V的，版主留這么多應該是考慮到了剛開啟時還沒有穩定的情況吧，我手上的書還有留更多的，哎，其實我也不懂這個，感覺主要不過MOS的耐壓就好了，留點余量。仙童有不少應用手冊上是80%。

、問題：這里出現了個Vor=Vz/1.4，這個公式的得來我有些不明白為什么，希望幫忙指點下，同時能否說明下Vz這個值。（整本書，出現過Vz的我都已經弄這里了）

（Vz和您的Vf類似，不過好像有些區別，從公式看，應該表示同一個值，而書本中Vz體現就是這里一處，還有一處說明時僅僅是在說到“齊納管鉗位損耗(這里最后一頁有)”稍微提到）

答：你這本書我也有，它使用穩壓二極管加快二極管來代替RCD網絡。VZ的數值就是樓主提到的RCD網絡中C兩端的電壓。

問題：這里引入Ip1、Ip2是否考慮到DCM、CCM模式的確定呢？

答：這個樓主是考慮到了后面不是說IP1=0就是DCM了嘛！！

前面幾個問題，上面的朋友的回答是正確的。我就不再重復了。

問題3，V_Z在這里的意思應該和我的V_C是一個意思。可能他這個電路是用的TVS作為箝位電路的，而不是用RCD電路來箝位的。

問題5，所謂控制器的最大電流，就是指初級測，控制電路對MOS的峰值電流限制值，是你文中的I_pk，不是那個I₁，I₁是輸出側的。

問題6，不管用哪種方法，最終得到的磁芯規格應該是差不多的。不會差異很大。我個人喜歡用AP法進行初選。后面根據實際的變壓器的結構設計再微調。

問題7，按照平均電流選擇是不正確的，應該按照RMS值來選擇。因為繞組發熱的功率是按照RMS電流和繞組電阻來計算的。我們的電流密度都是按照RMS值來考量的。舉例說明，同樣的平均值電流，A波形峰值為9A，占空比為0.1，平均電流為0.45，RMS電流為1.64A。B波形峰值為1A，占空比為0.9，平均電流為0.45，RMS電流為0.55A。可見，平均電流和RMS電流之間還是有相當大的差異的。

問題8，你說的另一個電感大概是交流整流后的濾波電感吧？對于反激電源來說，交流輸入整流以后一般是不需要濾波電感的。加電感的可能有多種，一種是提高功率因數，那么這個電感的電感量可能就比較大了。要按照無源PFC的電感量要求來設計。無源PFC的電感設計我不熟悉，無法給你太多的參考意見。照明板塊可能對無源LC濾波的PFC講的比較多，你可以去問問。另一種可能，就是降低高頻開關管的高頻電流對輸入的影響，那么這個電感的電感量就不用那么大了。具體的電感量可能要根據EMC的測試結果來定比較好。

問題9，效率一般是根據經驗來選擇的。項目做多了，心里大概就有底了。大致的參考方向就是，不用同步整流的話，輸出電壓低電流大的效率會低一些，輸出電壓高電流小的，效率會高一些，比如24V2A比12V4A的效率要高點。輸入電壓，寬范圍的效率比某個定電壓范圍的低，因為優化的比較差。輸出功率小的，效率會比較低，因為有一些固有損耗是少不掉的，比如IC的工作和MOS的驅動。通常反激的效率不超過85%，當然采用了一些優化設計，比如，同步整流、準諧振、LCD吸收、變壓器結構優化等，效率也可以達到90%以上。我對反激其實做的項目并不多，所以關于效率的設定，就無法給你太多的參考意見了。

后面的就讓懂的來解釋吧。自己也不懂，怕誤導你了呵呵，我想想看看，高手的回答，自己感覺理解總是少了一點什么似的！好了我也提問吧！

樓主你好我這邊看了不少資料，書上的，仙童的應用手冊上的，當然還有你的帖子，

我手上有一個LED的電源方案，是一個demo版。我接觸反激不久想計算一下各類參數，看看和它的參數差多少。

我按照您的帖子計算：P0=14W U0=43V I0=320mA 效率就80%吧 頻率是64K，MOS管600V，85V-265V輸入

我計算出來變壓器室選EE25 Np=67T Ns=29T Lp=1.1mh （不加氣隙）

demo板的變壓器也是EE25（看見一樣喔，我老高興了）Np=88，Ns=44 LP=946uH（它應該是加氣隙的），

哎我還以為我反激快入門了，還有點興奮的去問工程師，工程師一看就是我EE25原邊的67T少了(他從多年經驗一看就說少了，還分析了一下給我，可惜有大量的經驗數值，一個接一個的出來。我就傻在哪里了！)，所以想麻煩樓主可不可以根據我給的條件計算一下，我想比對一下看看我哪里處理的不對，呵呵呵樓主就當給我實例分析吧！嘿嘿

萬分感謝！

首先感謝你幫我回答了幾個問題，回答的都是正確的。

下面我們談談你說的這個問題。

我覺得你的計算結果不能說是錯誤的，未必不可用。

第一步需要知道的是你的電源的具體的方案的特征。比如是否是初級側控制的？是計劃設計工作在什么模式？等

我先大概按照我的思路的設計計算一下，你可以參考看看。

按照你的輸出14W，效率80%，那么輸入功率就是17.5W

選用600V的MOS，下面設計到三種設計分支，我不是很清楚你用的哪個，我們就用第一個吧：

選擇最大占空比0.45，RCD電壓與VF比例為1.31倍，則剛好MOS耐壓滿足600V的要求。

然后把最大占空比0.45、Vf=83.5、Vc=109.3填到下面的空格里

選在DCM工作方式，得到I_p2=0.76A，L=940.5uH

既然你已經選了EE25磁芯，那么把AE=0.42，AW=0.82輸入到磁芯參數里。

然后選擇不同的B值，你就可以得到不同的初級匝數。

如果B=0.25，那么N_P=68

如果B=0.195，那么N_P=88

對于小功率的反激電源來說，B值取到0.25也是可以接受的。所以我不認為你的計算不對。但是，你的匝比好像和我計算的差異比較大，按照我上面的計算過程，把N_P=68或88填入后面計算次級匝比的表格中，二極管壓降填為1V，在輸出電壓內填入43，得到的結果應該是：

N_P:N_S=68：36，或者88：46

但是，不管是哪個計算出來的結果，變壓器的氣隙都是要加的！

把你的計算過程細節和我的對比一下看看，理解了細節，就可以自由調節參數了。

上面的結果，是按照在最低輸入電壓、最大輸出功率的情況下，按照臨界斷續模式來計算的。

Vf的最大取值是理論上的，實際上，因為變壓器有漏感存在，Vc總是要比Vf高的。

如果AE=0.42，AW=0.82，那么AP=0.344呀。你怎么計算為0.111呢？

選磁芯的AP，如果設計的合理，選擇和設計值接近的，基本就差不多了。繞線之前可以核算一下窗口繞線能不能繞下，繞不下就再選大一號的磁芯。

我那個EE25的磁芯，是參考南京新康達的數據的。你可以去他們網站下載數據。

哦，我明白你的意思了。你算出來只需要更小的磁芯就可以滿足需要了對吧。

那么的確，算出來可以的話，那的確可以用更小的磁芯。只不過，因為小磁芯的AP值之間差異很小，一個略微的調整，可能就會導致AP值差異大，或者繞線繞不下。所以，你選擇的磁芯后，最好再核算一下窗口面積，看看夠不夠繞線。如果不夠，可以考慮選大點的磁芯。或者考慮用三層絕緣線。或者計算磁芯的時候，吧占空系數K0的值取小一點。

是啊！LED電源尺寸要求小啊！所以變壓器能小就小啊！對了！樓主你那個EXCEL上是加了氣隙后點電感嗎？

hehe 樓主又是我，，嘿嘿樓主看了我上面的帖子看了有不下5遍了還是對沒有看到你怎么時候加氣系啊，算出Lp的數值，再算出Np的數值，后面就在分析副繞組和輔助電路了，沒有分析加氣息哦。。。我這邊的好像算出Lp后加了氣息是不是電感量會下降啊。？我這邊看到我們工程師的變壓器設計圖紙是原邊標示出，電感量，匝數，和線徑。工程師說這樣就已經表示出加了氣息在里面了。不懂啊！！樓主能不能幫我分析分析，什么計算氣息啊，加了氣息后的電感量是多少啊。工藝上怎么加氣息啊？呵呵好像問題問題有又可以開的主題了！

你算出來變壓器的初級電感和匝數以后。做變壓器的幫你把繞組做好，裝上磁芯，會幫你調整好氣隙，使電感量達到你的要求的。如果是自己做變壓器，也是同樣需要調整氣隙的。

需要多大氣隙，理論上是可以計算出來的。但由于計算比較復雜，簡化的計算又不準確。所以實際當中是調整氣隙測電感使電感量達到要求就可以了。

樓主的意思我提供電感量，咂數，和線徑后就不用管了嗎？氣息不用管，加工廠會給我加好的是把？？？？

哦，請指導下怎么設計這款變壓器，怎么取值，謝謝你！也祝賀你拿了大獎，老師，謝謝！

我查了一下，FSEZ1016的MOS耐壓只有600V。另外，要做成初級控制方式的電路，就意味著，要減小漏感能量造成的差異。所以，V_C要在滿足耐壓的情況下，盡量的比V_F高。從另一方面，降低初級電流峰值、降低電流RMS值來考慮，我們又希望占空比大一些。

這最終體現在變壓器的工藝，對漏感的控制，以及最終對恒流效果的影響上。

個人以為，采用V_C、V_F的計算方法三，把MOS耐壓設置為600V，把V_C設置為V_F的2.5倍左右，比較合適。

你可以按照這個思路去算一下看看。

請問一下好版主，RCD吸引電路算出的的那個電阻R怎么那么小呢，實際中沒有見過這么小的吧，請問一下是怎么回事啊？？？？

你前面估計有參數有問題。你看，你的RCD電路的損耗功率居然有7.4W之多！那么當然電阻取值就小了。

你檢查看看，為什么RCD的損耗功率這么大？

樓主：

你好！我想問你一些問題：我是初學者，很多不懂。：

1.已經設計完一個產品后，投入試產。發現變壓器電感量大了，想把電感量

調小，那要怎么做呢？是少饒圈數呢？還是選感量小的磁芯？還是很多參

數都要重新設計？？

2.從電源的那個地方的波形可以看出變壓器設計不合理?比如漏感太大?或者是

電感量太大導致帶載能力不足?

3.關于反激的波形,MOS管下來后串上一個電阻.你能分析模擬一下電阻上的壓

降波形嗎?因為設計里一般都通過這個電阻進行采樣去控制原邊電流.

非常謝謝樓主!!看你的帖子收獲很大!!

不好意思，才看到你的帖子。

1，加大氣隙。

2，不能簡單從一個波形看出來是不是變壓器的不合理。要把所有的參數能有計算和實測說明。

3，這個電阻上的電壓波形和MOS的電流波形是一致的。

版主，這里有個“RCD電壓與VF比例為1.31倍”這個是不是相當于Vor/Vz=1.4這里的1.4倍一樣的呢？

還有一個，占空比，按照計算式0.52 我沒看您的選擇，就選擇0.5 看您的，選擇了0.45 這個我就不太明白，能稍微說說0.5和0.45 選擇有什么說明嗎？

這里還有個計算平均值和有效值的問題，（A波形峰值為9A，占空比為0.1，平均電流為0.45，RMS電流為1.64A。B波形峰值為1A，占空比為0.9，平均電流為0.45，RMS電流為0.55A。）這里的計算，我不太明白怎么算出來的，相應公式沒看到...初學，一些東西涉及的少，見諒~！謝謝！！！

呵呵你和我一樣，以前我也是老不明白，為什么說Dmax最大可以取0.52，但是在計算過程中老取比他小的數字。上個星期我測試了手上的電源，（我也是新手，搞LED燈具的），我把電源調整到90VAC附近的時候，示波器顯示D為0.37，調整到80VAC的示波器顯示D=0.39左右，變壓器還有嘯叫了。我在想是不是功率越小，Dmax的越小，D工作的越小，“讓我記得你的好”老師是不是可以這么了解啊（輸入電壓小，D變大，是為了提供足夠的能量，那我功率小了，需要的能量少了，所以D也可以取的小一點。是不是可以這么理解）

好老師！我想設計一款變壓器！VIN 185-250，fs=65HZ, pout=110w, vout=35v,η=0.9

我用你的方法，算出來的好像和我們現在用的變壓器初級電感量有點差距！

麻煩老師幫我算算！謝謝！

還有就是后面的肖特基二極管并的RC吸收電路的R,C怎么確定？？？？

期盼老師的解答，本人剛入行，問題淺薄，還望海涵！

把你的計算過程說說，你給的參數還不足以精確計算變壓器哦。需要你自己描述一下你的設計過程。

另外，有差距是正常的。因為反激的設計中用到的參數很多，不同的設計方法，對一些參數的取值不同，那么差異就出來了。

謝謝！我是按照你的順序先確定VC然后是VF,我用的的mos是600v的，那么Dmax出來了，然后是IP1+IP2,然后Lp就出來了！當然我是在DCM下！算出來的結果和廠里現在用的相差40UH！不知有沒有影響？？？？

還有就是后面的肖特基二極管并的RC吸收電路的R,C怎么確定？？？？

上面的fs=65khz

40uH的差異,怎么說呢。要看百分比比較合適。有的反激變壓器，初級漏感就有40uH了。。。。。。

輸出二極管山的RC算不大準，要先試再算。

先不加RC，用電容比較低的電壓探頭測出原始的振蕩頻率。此振蕩是有LC 形成的，L主要是變壓器次級漏感和布線的電感和輸出電容ESL， C主要是二極管結電容和變壓器次級的雜散電容。有時候雜散電容的容量會超過二極管結電容，在一些論文中一般認為結電容是主要的，按此做計算，所以結果不正確。

測出原始振蕩頻率后，就可以知道要加的電阻了。因為要阻尼震蕩，只要R=2pifL=1/(2pifC)特征阻抗就可以了。要知道L或C，我們上面已經說了，由于雜散參數的影響，查手冊是不準確的。可以用實驗的方法，試著在二極管上面加小電容，直到震蕩頻率變為原來的1/2。則原來振蕩的C值為所加電容的1/3，C知道了，就可以算出R值了，把R加到所加C上，振蕩就可以大大衰減（根據原來的振蕩頻率，也可以算出振蕩的L值）。這時適當調整C值的大小，直到振蕩基本被抑制，當然如果C值加的很大，會影響效率。此時需要調整變壓器結構。

對輸出電容發熱沒有影響。

加RC的目的主要是兩方面的。一是吸收二極管上的尖峰，避免因為尖峰電壓擊穿二極管。二是為了減少振蕩，降低輸出的噪訊，提高EMC性能。

大師好我把你的帖看了幾遍每一次都有收獲。還是有一些問題想請教。

1 反激式開關電源可以做到200W嗎(比如用QR模式加風機散熱呢)

2開關頻率一般多少為最佳？高了對MOS.變壓器發熱增加損耗。

3假負載電阻多少為好呢？有什么公式嗎？你的經驗值也好我相信你。

4我按你的設計變壓器方法設計了變壓器讓廠家發來了樣品可都不能正常工作。（注：是我沒有看好你貼。我的電路是NCP1207 QR模式的。我天天在網上找你的貼看希望能看到你講的QR模式變壓器設計。總是感覺你貼看起就是好理解有道理。聽說QR可以做200W以上我是做60V/3A所以才用QR模式。如大師忙沒有時間講能幫我設計一個也行。謝謝！！！！！我會記住你的好。

你的問題不是很好回答哦

1，其實反激據說有人做過上千瓦的。你用QR模式做200W應該沒有大的問題。主要是初級的電流會比較大。

2，對于PWM模式的，通常開關頻率我們設計在150KHz以下。主要是考慮EMI的問題。實際工程上以40KHz~133KHz范圍居多。QR模式因為是變頻的，最低頻率出現在最大負載的地方。為了降低輕載或空載時的頻率不要太高，通常把最低頻率設計在30KHz附近。

3，假負載當然是消耗功率越少越好啦。可以提高效率，減小待機功耗。沒有什么計算的公式或標準。

4，很不好意思，我的這個設計方法不適合QR模式。但你可以在理解了原理的基礎上自己推導出QR模式變壓器的計算方法。我主要是最近太忙了，否則我倒是想把QR模式的計算方法寫出來。

這都哪對哪啊。

他問的是次級整流的肖特基管并聯的RC吸收電路。和初級的RCD吸收電路是兩碼事。

恩，是的，這個理解，我也是這么理解的，我覺得這么理解是對的。下邊我還有些問題還沒得到答案，希望版主老師能給學生解惑下：

1、這里有個“RCD電壓與VF比例為1.31倍”這個是不是相當于Vor/Vz=1.4這里的1.4倍一樣的呢？

2、這里還有個計算平均值和有效值的問題，（A波形峰值為9A，占空比為0.1，平均電流為0.45，RMS電流為1.64A。B波形峰值為1A，占空比為0.9，平均電流為0.45，RMS電流為0.55A。）

查過一些資料，也用了一些公式算過，不過結果得不到對應的值，希望版主能夠說說平均值和有效值怎么算來的，特別是有效值！非常謝謝！！！

占空比的選擇是半理論半經驗性的，限制性的條件也不少。你還是要詳細把反激的各個過程的細節搞清楚，那樣就會知道影響占空比的因素有哪些。而占空比又會影響哪些參數。

RCD箝位電壓Vc應該相當于你說的Vz，Vf應該相當與你說的Vor

計算平均值的方法，這是初中數學，不用我教你吧？計算RMS值，這個帖子里有一個小工具，你自己找一下。

樓主：

你好！我想問你一些問題：我是初學者，很多不懂。：

1.已經設計完一個產品后，投入試產。發現變壓器電感量大了，想把電感量

調小，那要怎么做呢？是少饒圈數呢？還是選感量小的磁芯？還是很多參

數都要重新設計？？

2.從電源的那個地方的波形可以看出變壓器設計不合理?比如漏感太大?或者是電感量太大導致帶載能力不足?

3.關于反激的波形,MOS管下來后串上一個電阻.你能分析模擬一下電阻上的壓降波 形嗎?因為設計里一般都通過這個電阻進行采樣去控制原邊電流.

非常謝謝樓主!!看你的帖子收獲很大!!

1，把磁芯氣隙加大，降低電感量。

2，什么叫做變壓器的設計不合理？凡是設計達不到你預定的目標就叫設計不合理。你的預定目標是什么呢？根據不同的預訂目標來看不同的波形分析。

3，電流采樣電阻上的電流波形，基本就是流過MOS的電流波形。我上面的圖里應該有了。無非就是三角波和梯形波。實際電路中再多一點噪訊和分布電容以及二極管反向恢復等造成的尖峰與振蕩而已。

1.氣隙加大會帶來漏感增大,和效率減低嗎?

2.我先做下分析后,有問題在請教你.

3.就你說的有噪訊還有尖峰,振蕩.尖峰比較大,不知道是什么原因造的?大概要調

那里呢?

1，如果調整不大，那么問題不大。如果變壓器的設計參數和實際需要參數差異太大，那么最好重新設計。

3，主要和變壓器結構以及電路的具體結構和工作模式有關系。怎么改，要看具體的波形，找出原因，然后針對性的修改。

記一下

樓主，能不能把你的分析的技術打包發給大家學習，像您這樣的大師級的人物。要是能早點出來指點大家，不怕中華人民共和國的電源不強大！中華人民共和國是電源制造大國，但是，確不是電源的技術強國。

感謝您的無私奉獻！

樓主您好··您那個算反激變壓器的EXCEl在哪下載啊？沒找到呢

去這個帖子里下載吧，一樣的

http://bbs.dianyuan.com/topic/597768

樓主，你好！對前面的內容我還有一點疑問，希望您能解答。

前面您提到過：CRM模式可以避免二極管的反向恢復問題。同時也能避免深度DCM時，電流峰值很大的缺點。

我對于這兩種模式的理解為：CRM模式是變壓器內感應電動勢為0后立刻將初級MOS導通向變壓器存儲能量，而DCM模式是指變壓器內感應電動勢為0后電源進行一段時間的震蕩后再將初級MOS導通向變壓器存儲能量。我認為，這兩種模式下，電感承受的電流峰值是一樣的，因此對您的“CRM模式可以避免DCM時，電流峰值很大的缺點”這個說法存在疑問。希望您能幫我解答一下。

若我的理解有誤，請您指正，并解釋一下什么為“深度DCM”。謝謝~！

應該說，你的想法也沒有錯。你是站在輸入功率等于f×LI²/2的角度來考慮的。

主要是討論的前提我們要說清楚。

比如，某個特定的工作頻率下，變壓器匝比不變。假如要進入DCM，那么初級電感量就要減小，為了保證輸出功率不變，峰值電流就要增大。

我的深度DCM的意思，你上面描述的變壓器儲存能量釋放完以后振蕩的那段時間比較長的情況。

恩，我明白你的意思了。十分感謝~！

老師，我做反激遇到問題了，想求助一下您，

參數設定：12-20V直流輸入，5V，3A輸出，用的PWM芯片為3524,3524集電極接IRF2111驅動MOS3205,2111為同步整流驅動，所以我只用了下管部分的驅動（反相），3205耐壓為55V開關頻率為100K，我用您的方法大概算了一下，初級電感為80uH，，匝比為2:1；所用磁芯為PQ3230。

遇到問題：一上電初級側電流就很大，達到了4，5A，但此時輸出電流僅有零點幾A，而且電感叫的厲害，波形也不穩定，MOS管和變壓器發熱，為什么會出現這個問題？我怎么想也沒想明白，輸入側功率那么大，竟然都消耗在了MOS和變壓器上，請問這是為什么？怎么解決，謝謝了

你的這個問題，未必是變壓器的問題。

這樣吧，你單獨發個帖子出來，把電路圖也貼上來。還有就是變壓器的參數等。

輸入電流大，那么能量總有消耗的地方，你查查，誰熱的厲害？是不是MOS耐壓不夠？或者你沒有加RCD吸收電路？

電源設計3

以上為反激變壓器的設計資料！

樓主，對你的66貼，Iavg=pin/Vinmin,你看這樣行不行！

啊！

我從第5帖不就開始講變壓器了嗎？

我的意思是關于變壓器的選型、繞制、是否加氣隙等等注意事項。

您的帖子我一直關注呢！

哦，你說的是變壓器的工藝啊？呵呵，這個可不是我的長處啊。

對于反激電源，氣隙是需要加的。

沒關系，自己學習吧，感謝老師。

把老師的帖子頂起來！

好版主，最短時間都在學saber 2009，很長時間沒來了呢。有困難了，希望的到您的幫助：sabaer以前的舊版本中的saber guide在2009中如何找到啊？？？

哪位提供一下saber軟件，下載很慢，載不來；

xmllp@malata.com

是的。反激變壓器事實上不是變壓器，而是耦合電感。這一點哦一開始就說了。你看我的第4帖。

不過，對磁性元件來說，安匝和伏秒其本質是一致的。只不過是不同的場合用不同的公式和表現形式計算比較方便而已。

好版主能不能把你現在使用的saber傳下啊。我用的2009好多都不熟悉，改變了好多，又沒有教程·····苦悶···

大師，我做 了一個LED驅動電源，空載的時候 有輕微的聲音，加載的時候 沒聲音。。不知道 從哪里做調整。

最近一段時間離辭在家學習，以前上班時工作太忙經常測試做試驗，為工作中的一些事情煩惱，理論這一塊丟在了一邊，感覺在開發部待了一年半，學會了測試，一些開發流程和一些簡單的調試（變壓器設計和核心調試有經驗豐富的工程師負責，和他們溝通也有些難度），變壓器和電源設計這一塊還沒有個條理。看到大師這個好貼，如魚得水呀。這個星期把大師的貼子仔細的逐行看了下來，受益韭淺，以后工作中有所進步，也多虧大師指點，在此表示深深感謝！

另外想請大師指點一個問題，像我目前這種水平（如上所說），高等數學知識不是很扎實。若想在電源行業達到運用之妙，存乎一心該怎樣做好自己的職業規劃呢？

最近一段時間離辭在家學習，以前上班時工作太忙經常測試做試驗，為工作中的一些事情煩惱，理論這一塊丟在了一邊，感覺在開發部待了一年半，學會了測試，一些開發流程和一些簡單的調試（變壓器設計和核心調試有經驗豐富的工程師負責，和他們溝通也有些難度），變壓器和電源設計這一塊還沒有個條理。看到大師這個好貼，如魚得水呀。這個星期把大師的貼子仔細的逐行看了下來，受益韭淺，以后工作中有所進步，也多虧大師指點，在此表示深深感謝！ 另外想請大師指點一個問題，像我目前這種水平（如上所說），高等數學知識不是很扎實。若想在電源行業達到運用之妙，存乎一心該怎樣做好自己的職業規劃呢？

這個一言難盡啊!

主要還是要理論結合實際,多思考,不要不求甚解.

必要的理論功底還是要的,但把理論上的東西和實際的物理模型建立聯系才是最重要的.

還有最就是要對這個行業有興趣.

個人意見,僅供參考.

另, 本人也做的還不夠好,同樣也存在一些困惑......

老師,可以把你的QQ號碼告訴我嗎.有些問題想請教!

不好意思,不能留啊.

我現在都不敢上線了,否則QQ閃個不停,正常的工作都無法做了.

對不起啦.

有問題還是在論壇里交流吧.

這樣呀..那我問一下.我昨晚用你上面所講的方法算我這邊EE16的變壓器,是5V1A的.規格書電感量是2.5mH.IC是SDC602.內置750V功率開關管.用上面的公式Vf=Vds-Vinmax=230V.

85V時占空比取的0.6。效率65%。頻率是66KHZ。為什么電感量老是算的比它大呢。還有算到后面去那些匝數的差別也是很大的。 規格是初級0.2*1 150匝 次級0.6*1 11匝

反饋0.2*1 13匝。

要看你的工作模式是怎么設置的。你的這個電源功率只有5W，那么就算考慮效率，功率應該也不會超過10W，那么有可能對方原先的設計是按照深度的DCM來設計的。那么你按照我的方法設計，電感量就會大一些。

反激電源的變壓器參數很多，不同的參數選擇會有不同的結果。比如你這個電源，因為功率小，其實占空比可以取低一些，不必要超過0.5。我的那個EXCEL文檔里不是提供了幾種初始設計途徑嗎？你仔細理解一下其中的區別。

我接觸這行也只不過半年,都要靠自己學的,沒師傅可以帶....前幾天晚上過來一個電源工程師跟我說30W內工作在DCM模式,30W以上工作在CCM模式.老師說到 的EXCEL文檔我還沒看過.有時間再去 仔細推敲呵呵,先謝謝老師的指導!

恩。我下載下來了。這次仿真的時候沒有出現錯誤了，但是我還是不能仿真出波形。怎么回事……

謝謝夸獎！

正激研究的少，不敢寫呀。

老師..麻煩你幫我看一下這個方案..變壓器的規格是初級0.2*1 157圈, 反饋0.2*1 12圈, 次級0.4*1 28圈,電感量3.6mH. 另一個參數:初級0.2*1 152圈, 反饋0.2*1 12圈, 次級0.5*1 22圈,電感量2.2mH. 做全電壓的.工作頻率是61KHZ.

做出來輸出紋波好大.有400mV.要求是要100以下的. 怎么調都降不下來.不知道是不是變壓器參數有問題..

你確定是紋波大嗎？你這個電源的功率很小吧，初級電感量都那么大了。功率應該不會大的。

那么電流就不會大，而且你輸出還用了CLC型的濾波。紋波沒有理由很大才對。

我懷疑你說的是噪訊很大吧？那么就要檢查變壓器的結構了。最好能加上屏蔽層。同時變壓器兩端，在輸入交流整流后的直流高壓正端和輸出部分的地端之間加上一個Y1的安規電容。

我忘了說了，輸出是12V500MA

你是設計工作在什么模式下？

另外，檢查一下反饋部分有沒有問題。

把R7由10K，改成100歐看看？

.......不會吧。帶IC的電路不就是這樣的嗎。。如果錯了怎么空載負載都是正常的呢？反饋接地的地方是跟光耦那邊的地線連接的。 現在的情況是500MA的時候紋波400多mV，調到800多MA竟然紋波就降下來的。但是會抖動，因為是光耦那里的電阻要調一下。我想是不是變壓器的參數根本就是有問題的。但是。。。我只是個初學者。變壓器的計算我也只是粗略懂一點。沒有什么經驗的。老師您能不能幫我算一下變壓器的參數看和上面的有什么區別。謝謝了~

這個電源DCM模式。效率75%，85V~265V。輸出12V 500MA。

不會？

你的采樣電路怎么接的？

你的反饋補償怎么接的？

我正在日本出差，根本沒時間幫你詳細計算的。你先參照我發的excel文件自己算一下吧。

額...431那里的補償網絡的確是接錯了. 采樣電阻分壓后的電壓，要和431的基準電壓一致是指哪里?

謝謝老師提醒了我.看了一下原來是431的補償網絡接錯了..現在紋波已經降到20MV了!

變壓器兩端，在輸入交流整流后的直流高壓正端和輸出部分的地端之間加上一個Y1的安規電容。

老師這個起的是什么作用？ 因為我看到有些工程師反而是在變壓器的輸入地和輸出地才接Y1 安規電容

這兩個效果是一樣的嗎？

是啊，我真的不會用··

不錯，留個腳印。

讓你記得我的好 好人! 收藏了!

收藏了！好帖子！

PFM的設計，其實也是PWM的設計，只不過是某個頻率點的時候的PWM。

你按照PWM的方法來完成PFM的設計后，最好再驗證一下PFM條件下，這個設計的工作在極限情況時的參數。

因為是PFM模式，故而是不會有精確的工作頻率的。但你設計的時候，自己要設定一個邊界條件。

同樣，TON與TOFF和你采用的元件的一些參數有關系。IC是不會給你定義好的。而你自己要設計，首先必須了解反激電源的通用原理，然后再結合芯片的工作特點，才能設計出合適的電路來。

好老師，如果是我，定義成66KHZ，你決定的怎樣！謝謝！

希望您有時間幫我講講！

這種PFM模式，一般是電流臨界連續的，也屬于CRM模式。可以參考看L6561的設計。

一般考慮到PFM模式，輕載的時候，頻率會升的很高，故而滿載的工作頻率設定的不高。我在這方面的沒有做過實際的工程案例。但我建議把最低工作頻率設定在30KHz左右。

老師。有個問題想請教一下，看到這帖子中有人說變壓器廠多用100KHZ測漏感。

我最近讓變壓器廠給打了個樣。電感量500UH，漏感小于20UH。我廠用數字電橋測試，有3個檔位，分別是100HZ，1KHZ，10KHZ。我用1KHZ測的漏感達到100多UH，用10KHZ測的漏感就只有幾十，請問應該以哪個為標準？？？？（自己懷疑是漏感比較大，因為輸出紋波是300多mV）

請教好版，負壓輸出的回授要怎么做啊？

就是用穩壓IC TL431 和光耦 PC817做，次級回授要怎么做，才可以控制初級占空比調節電源。

謝謝好版！

那是不是說我按正電壓的做，在輸出的時候將輸出的正負極反過來接就可以了？我現在有一款POWER輸出是-48V和+12V的，兩組輸出都是獨立的，也就是說相當于兩臺單組的POWER組合在一起。之前都沒有做過負壓的，不知道就這樣反接出來行不行，請好版及各位大師們指點一下！謝謝！

呵呵，謝謝好版 ，這下心中有底了！

嗯，不用謝。

假如你的電路輸出有兩路獨立的48V，12V，按照不同的方式對地定義，你可以得到4種輸出方案。

版主，您好！我想問一下我想做一個輸入72vDC輸出6v16A的一個電源，您說我采用什么拓撲結構好呢？反激式可以嗎？

老師.向你請教一個頭疼問題!先發圖上來!

我做的12V5A電源.變壓器的參數是初級0.47*1繞38T,夾層繞,輔助繞組0.4*1繞4T.次級0.47*8繞4T.初級電感量500UH.漏感18UH..

現在就是空載的時候系統震蕩,并且功率計電壓跳動明顯變慢.好象是系統帶寬嚴重滯后.(輸入接了個毫安表,空載時指針擺動,空載功耗2W,輸出假負載1.5K電阻)負載時100VAC電壓輸入的時候變壓器會叫.整個系統發燙還是比較厲害的.特別是TOP225.

我調了好幾天了總是搞不定.不知道變壓器參數有沒有問題.(占空比0.45. Bmax=0.2T,用PQ2625) 麻煩老師幫我 看一下!

我覺得應該還是反饋的問題。帶載穩定嗎？

最大負載5A老化半天電壓也挺穩定的。輸出紋波好大。400mV.

反饋繞組有問題還是環路方面呢？

2個圖是變壓器的設計參數。請問老師怎么CCM模式損耗功率那么大？？？

可漏感是我實測的呀~!而且我 看了那本精通開關電源設計,里面講到RCD與反射電壓的比例為1.4是最合理的!

我的意思是說用來計算的漏感偏大。對于反激變壓器，一般漏感不應該大于初級電感量的3%。

至于你說的1.4最合理。我無法評論，畢竟水平不敢和那本書里的作者相比。他說最合理可能是綜合了很多方面的因素得到的結論。但如果僅僅就RCD電路的功耗問題，1.4就未必是最合理的了。

老師.還有一個問題.就是那變壓器最大占空比取0.45. 匝比為38/4=9.5

而根據Dmax=n(Vo+Vd)/[Vindcmin+n(Vo+Vd)]得出的占空比是0.48

兩者得出的結果不一樣.請問一個電源做出來會有些什么情況呢?

老師.還有一個問題.就是那變壓器最大占空比取0.45. 匝比為38/4=9.5

而根據Dmax=n(Vo+Vd)/[Vindcmin+n(Vo+Vd)]得出的占空比是0.48

兩者得出的結果不一樣.請問一個電源做出來會有些什么情況呢?(謝謝回復)

不好說，可能結果會導致工作狀態和你設計的略微會有點差異。

老師.學生請教個低級問題.這圖中怎么 看出占空比是多少?輸入電壓是多少?

(示波器為頻率檔為5uS/div.,電壓擋5V/div .示波器探筆有個開關。我打為X10)

Ton/T就是占空比。

老師好!學生想請教2個問題

1:反激電源變壓器磁通密度取0.24T跟取0.26T結果會有什么不一樣呢?

2.一個變壓器單單去增加初級圈數會發生什么變化?

3.一個電源由于節省成本,前面濾波電容只用一個.然后在110V下輸出紋波變大.輸出負載電壓跳動,要單從變壓器改善的話要增加什么呢?

1，0.24T變成0.26T，磁芯損耗會大一點點，但銅損可能會低一些，要看你具體的設計。別的沒有太大不一樣。

2，對于反激變壓器來說，增加初級圈數，初級電感量會增加。工作模式和傳遞能量還有工作磁通等都跟著變化。

3，如果因為前面濾波電容太小，改變壓器基本沒有用。

暈。。DCM模式我也是用這個公式。錯了。。。

那么DCM匝比 公式麻煩老師列一下！

DCM下的情況，要根據實際的情況來計算。你可以根據原理，根據Ton，以及實際反激的時間來推算。沒有絕對的公式。

要搞懂原理，不要總想吃快餐，快餐只能填肚子，沒有營養。學會自己做飯吧。

您好！我想問一下輸入72V直流輸出6V40A，選用什么樣的拓撲結構更好一些呢？

有源箝位正激+同步整流

O(∩_∩)O謝謝

老師早上好!我想問一下.現在廠里在生產的12V1A電源.變壓器初級100T,次級12T,反激電壓就是106V.我把箝位電壓定為160V內. 一般情況下滿載測得RCD電壓為146~160V.但有些電壓達到170~195(這一類一般過不了高壓3000V).請問是不是變壓器漏感差異造成的?

請問這個波形是正激式還是反激的？反激和正激的波有什么不一樣？怎么區別出來？這個波形是工作于那個模式？圖中的顯示的波形計算電源的開關頻率是31KHZ嗎？（示波器為頻率檔為5uS/div.,電壓擋5V/div .示波器探筆為X10），等待老師的指導。

大神，如果能夠把帖子的核心內容整理成一個文件，那就nice了

打印出來估計能印成一本小冊子，直接脫銷啊

你好，謝謝前輩的講解，希望在以后的時間能幫后輩分析開關電源中的問題。

感謝前輩的詳細講解，能否針對反激電源設計出份詳細的手冊，在附上一些實用的實例及詳解，；或在論壇上開僻一個專欄，

今天又看了一遍，又有了不少新的理解，謝謝好版。。

老師，您好!

有沒有一個具體計算變壓器的公式呢？

現在我基本把電源部分弄明白了，就不知道變壓器怎樣做，做的時候要注意 哪些方面。

還請老師賜教。

看過幾遍了 每次都到這看看 不一樣的體驗不一樣的收獲 THS

同樣的理由

好人一生平安！

謝了！

好版，幫忙看下我設計的，我感覺不對啊！

輸入85-265Vac，輸出20V/350mA，效率83%，MOS耐壓650，輸出整流二極管400V。F=50KHz.

1.我先確定占空比0.4，CCM模式！

2.VF=100*0.4/0.6=67V

3.Ip1+Ip2=7w*2/（83%*100*0.4）=14/33.2 設Ip2=2.5Ip1

得到Ip1=0.12A Ip2=0.3A

4.Lp=Vinmin*Dmax/（F*Ip）=100*0.4/(50*1000*0.3)=2.1mH

算到這里我就覺得電感量是不是大了？看到的反激變壓器都沒這么大的感量的。疑惑中？

還有，計算到現在是不是可以確定匝比了？

好老師,支持你!,期待你的佳作!

我先試試吧，看看怎么樣，還有個問題呢，好版，現在計算出Lp是不是可以確定匝比？

到時候在和好版交流！謝謝好版！

匝比n=Np/Ns=Vinmin*Dmax/((Vout+Vf)*（1-Dmax）)

=100*0.4/((20+67)*0.6)=0.766

這樣算的話不對啊。小于1了。

還是那個Vf應該是二極管壓降？為1V？

那么n=100*0.4/21*0.6=3.17取為3？

你上面式子中的Vf是二極管導通壓降。取1V是個合適的選擇。

怎么跟我的一樣.也是很小功率的.我算出來電感值都有3.2mH了.我裝上去測初級電流波形明顯的快速上升.讀出初級電流峰值反算出來Bmax飽和了.也就是說感量那么算的話大了.

怎么搞.再磨磁心加氣息,但是這樣會減少感量的,那就再加匝數提高感量?那樣又不好繞變壓器了.

求高手

加氣隙可以解決你的問題。

但更重要的是，從你的描述來看，設計有誤，最根本的解決之道是重新設計。

好版：我重新算了下、

輸入85-265Vac，輸出20V/350mA，效率83%，MOS耐壓650，輸出整流二極管400V。F=50KHz.

1.我先確定占空比0.4，CCM模式！

2.VF=100*0.4/0.6=67V

3.Ip1+Ip2=7w*2/（83%*100*0.4）=14/33.2 設Ip2=2.5Ip1

得到Ip1=0.12A Ip2=0.3A

4.Lp=Vinmin*Dmax/（F*Ip）=100*0.4/(50*1000*0.18)=4.4mH

5.匝比n=Np/Ns=Vinmin*Dmax/((Vout+Vd)*（1-Dmax）)

=100*0.4/((20+1)*0.6)=3.17=3.2

6.我用EFD15的磁芯，Ae=15mm^2

NP=LP*(Ip2-Ip1)/(Ae*Bm)=4.4*1000*0.18/(15*Bm=0.18)=300Ts

次級為100Ts。這樣完全饒不下啊！

好版幫忙看看哪有問題的。謝謝！

變壓器主要是圈數，電感量可以根據波形調整！

請問老師，I_avg=(I_p1+I_p2)×T_onmax/(2×T)=(I_p1+I_p2)×D_max/2 這公式是怎么推導的，你能簡單解釋一下嗎，謝謝

梯形面積會算吧？然后折算為整個周期的。

確實，好貼一定要頂起來！！！

讓你記得我的好，能不能給個聯系方式啊，向您請教一些問題。360243796，重謝！

二極管的反向恢復影響可以通過二極管串磁珠、加RC吸收電路、增大MOS驅動電阻等手段來減輕影響。當然，二極管也不是用的規格越大就越好。

如果是變壓器耦合，那么要在變壓器繞組間增加屏蔽層。屏蔽層要接到“靜”的電平點。

一直沒有見過串磁珠的情況（論壇上看到有人這樣介紹過），是那種貼片的磁珠么？

加大MOS的驅動電阻會不會時開通速度變慢？這樣可能回加大MOS損耗而發熱。

RC吸收已經用上了。二極管的規格是MBR20200CT（TO220封裝，20A200V，實際設計輸出是5V2A）。

變壓器是三明治繞法，加的有屏蔽層（一層同皮，開口的），接在了直流電容的高壓側，通過一個2.2NF的安規電容跨接到了副邊5V輸出的地。

我覺得噪聲太大，可能是反饋環路沒有設計好。用的TL431+PC817A，431周圍的參數計算很麻煩，不知道算的對不對。老師有沒有經驗值可以推薦一下。十分感謝！

噪聲大，不是反饋的問題。

你多用示波器看看二極管上的電壓波形、MOS上的VDS波形、變壓器的繞組上的波形。看看噪聲源頭在哪里。

另外二極管不需要這么大的。用5～8A的應該足夠了。三明治繞法，屏蔽層要看你具體屏蔽在什么地方哦，要屏蔽在電壓波動大的地方才可以哦。

好的，現在有點事，出去一下，下午把波形傳上來，您幫我分析一下。現在用的這個二極管好像是2塊錢，做實驗的時候覺得不貴，就用了，以后再換，不過這個大容量的用在這有什么問題么？

三明治繞法最里面是原邊繞組的一般，之后是偏置繞組，之后是副邊輸出，之后是屏蔽層，之后是原邊另一半。屏蔽層接在原邊母線高壓側。

能留個QQ號，請教一下么？360243796

5V輸出的噪聲波形，其中尖峰高的是MOS導通時的波形。峰峰值為82mV，是整流二極管兩端加了RC吸收輸出接了一個大300uH的共模電感之后的波形，未接這個300uH電感時，噪聲有500mV，一般情況很少見接共模電感的，多數情況接一個串模電感。

輸出整流二極管兩端波形：尖峰值25V，關斷時耐壓20V。

MOS管兩端的電壓波形，220VAC輸入時，關斷電壓為406V，尖峰電壓為464V。

5V空載輸出為5.36V；

5V滿載輸出為：4.7V負載調整率很差。

有幾個疑問，你的輸出只有10W的功率，為什么要設計工作在CCM模式？如果是在DCM模式，二極管的振蕩就會好很多。

還有，你的次級電容是否合理？比如用多個高頻低阻的電解并聯？如果在合適的位置用一個薄膜電容，也會有大的幫助。

還有一個問題，次級有沒有用一個10uH左右的差模電感與電容構成CLC濾波結構？

最好貼出電路圖和變壓器結構圖，因為屏蔽層結構不合理的話，效果也不會好。

5V輸出是5V/2A,還有正負15V/0.5A,24V/1A總功率時50W，所以用的是CCM。

5V的次級電容是3個1000UF的高頻點解電容并聯，現在沒用薄膜電容，明天去買些薄膜電容試一試。

次級用的是10uH的差模電感構成的CLC濾波，之后又接一個共模300uH的LC，總輸出濾波是CL1CL2C結構，一個差模電感L1是10uH，一個共模電感L2是300H。

請問那個10uH的差模電感式計算出來的，還是經驗值？我看一般都用的是10uH，貌似跟開關頻率和輸出濾波電容大小沒什么關系。現在的開關頻率是60K。

變壓器的相關圖在另外一臺電腦上，明天貼。

這是變壓器的結構圖。

從你描述的電路的情況來看，似乎沒有什么不正確的。10uH的電感是個經驗值，目前沒有看到很好的計算方法和模型。我在這篇帖子里也提到了一種計算方法，但是否有道理，目前無法驗證。

不清楚你的變壓器繞組中，初級部分，哪一部分是和輸入端的電解相連，哪一部分是和MOS的D級相連？這是很重要的信息。

這個當時沒注意，應該是：初級繞組的第1部分（變壓器最里面的一層）和輸入端的電解電容相連，初級繞組的第2部分(變壓器最外面的一層)和MOS的D級相連，這個方式不知道對不對？繞變壓器的時候沒考慮這個。請指教!!!

在我看來，應該是初級第一部分接MOS的D極，然后是屏蔽繞組，再次級繞組，最外面是初級第二部分和輸入端電解電容相連。

這樣就可以用“靜”的電平把波動的厲害的部分屏蔽掉。

如果初級的第1部分接MOS的D級，那么這個第1部分是繞在最里面還是最外面？

最里面的一層通過偏置繞組與副邊輸出屏蔽，最外面一層通過特意添加的一層屏蔽層與副邊屏蔽，這樣能行么？

最里面的一層通過偏置繞組與副邊輸出屏蔽，最外面一層通過特意添加的一層屏蔽層與副邊屏蔽，是這樣吧。明白了，謝謝！

1.是不是應該把這兩個屏蔽層對調一下呢。添加的屏蔽層屏蔽最里面的第1部分繞組和副邊，偏置繞組屏蔽最外面的第2部分和副邊輸出？

2.還有就是特意添加的屏蔽層接到“靜”點上，這個靜點是取輸入電解電容的地，還是正極呢？

至于調整率差，的確應該檢查一下反饋的設計。

前輩能不能指導一下這個環路參數怎么選啊？

我之前是參考電源網上的方法cmg大俠的一篇帖子http://bbs.dianyuan.com/topic/4745計算的，補償部分用的是雙極點單零點類型，TL431+PC817A，現在用的就是用這個方法計算出來的，可能是我期中有些值選的不合適，所以現在的參數不理想。

論壇上看到很多高人說憑經驗值，實驗幾次就能得到合適的參數，理論計算的太麻煩，而且結果不是很好。

請問您怎么看這個問題，你是一步步算還是憑經驗試？希望不吝賜教。

反饋的計算的確是比較復雜。首先要分析出開環傳遞函數，然后才有可能通過計算來補償。

但我們實際長通常都是用經驗值來調一調。然后看空載和滿載的表現，以及動態下的表現。例如開機的過沖、對負載突變的響應等。

就目前我的情況來說，主要是憑經驗試。想自己算啊，但我目前工作中常用的設計電路實在太復雜了，以至于我不知道改怎么算。

還有一個辦法，就是用相位分析儀幫你把bode圖測出來，然后甚至他還可以幫你建議幾種補償參數。可惜，那儀器太貴了，要快30W一套呢。。。。。。

這個確實沒有，我們學校的實驗室也不太可能買這個東西，所以只能自己算。

能不能給些經驗值，TL431+PC817A的反饋參數？用的II型補償，雙極點單零點補償方式，UC3842內部的運放沒用，直接將2腳接地了。

電路的工作頻率是60KHz，150VDC-600VDC輸入，輸出：5V/2A，正負15/0.5A, 24V/1A共49W輸出功率，5V要求穩定性最高所以用5V反饋。

現在計算時取得帶寬是8KHz，是不是有點大？還有就是您能大概講一下，怎么通過觀察輸出電壓波形：判斷補償的增益是不是夠，帶寬是不是夠，相位是不是夠？

能給些建議的經驗值么？非常感謝

這個經驗值我真的很難給你建議。至于你說的觀察輸出電壓波形來判斷。我簡單說說看自己的經驗：

1，負載調整率不好，輸出電壓精度不夠，是直流增益不夠。

2，負載切換的時候，要振蕩好幾個周期才能穩定，那是相位裕度不夠。

3，如果有較明顯的低頻紋波，那是帶寬不夠。

空載電壓偏高，5V輸出有5.7V，但是觀察空載的驅動波形，每隔幾十個個尖峰(占空比幾乎為0)脈沖，就有一個占空比很大的驅動脈沖，不知道為什么？

滿載電壓較低，有4.7V，負載調整率很差。如果是增益不夠，空載的時候電壓那么高沒法解釋啊？

基準，TL431的參考端么？2.5V啊。

上下接的兩個取樣電阻都是4.7K的，上面的4.7K接到5V輸出，下面的4.7K直接接5V地，中間接TL431的參考端(2.5V的基準端)

嗯，是呀。如果是這樣，那么空載的時候，輸出都5.7V了，反饋會把占空比拉下來，使輸出穩定在5V呀。為什么會飄高到5.7V呢？你想想看。用示波器和萬用表多測測幾個點的信號，分析一下，反饋環路究竟是怎么工作的，為什么占空比拉不下來？

或者如你所說，每幾十個小尖峰，然后出來一個很大的驅動脈沖。究竟是什么原因呢？是誤差放大器輸出不穩定造成的吧。

這幾天一直都在找這個原因，算了好多次TL431周圍的參數，都不理想。

后來覺得用UC3842是雙閉環控制，還有個電流環，是不是這有問題，才導致了空載是間歇性地出現寬驅動脈沖，空載電壓搞到了5.7V。

但是電流環也沒什么特別的啊，主電路上的采樣電阻式0.91R，通過1K的電阻接到UC3842的3腳，3腳外接470P電容到地。一般都這么用啊。

實在找不出來空載時為啥會飆到5.7V。

斜率補償？沒有加。

這個在DataSheet中看到過，不知道怎么加，請指點一二。

誤差放大器輸出是否穩定？

您指的是TL431與光耦相連的Cathode極么？這個怎么判斷穩定？

嗯，是呀，看誤差放大器的輸出是否穩定。如果不穩定，示波器上會看到振蕩的。也許和你說的占空比的突變有聯系呢。

至于斜坡補償，你可以看TI的文檔。也可以搜索論壇里的帖子。很多的。具體方法就是從CT上引鋸齒波信號加在電流采樣上。

哦，看到過這樣加的，在UC3842的3和4腳之間加一個電容。我現在找找看。

問一下這個電容取值有什么講究么？

還有一個問題是，帖子上有人說TL431的K極和R(2.5V基準)極，取同一個地方(5V)的輸出時，傳遞函數是不一樣的。

正常計算的時候增益是與R1、R2有關系吧，有人說輸出都接V0時，傳遞函數變了，與R3也有關系(具體我再找找，忘了在那看的啦)。這個增益不是20log(R1/R2)么？

圖好像有錯誤，R4應該接在8和1之間，光耦副邊應該接在1和2之間。

上面那個圖的傳遞函數是不是應該這樣寫呢？

讓你記得我的好 老師能不能說說R3的取值要求啊？

我個人的理解。R3的取值按照TL431的K極電壓為輸出電壓一半時，光耦的初級電流剛好使輸出電壓為設計的額定電壓。這是我個人的觀點。和很多網上的算法的不太一樣。

高手們做過的東西多，遇到的情況各種各樣，也很復雜，一種值不能適應所有請款，所以都不能太說的太絕對。這一點我再其他方面有些體會。

可是對于反激電源的新手來說，很渴望你們自己的經驗值和一般的常用值啊，即便和大多數人的不同，只要你們實際做過，能用就可以啊。

該怎么根據增益調這個電阻，很暈啊？

您能說一下，這個R3是怎么印象放大倍數的么？怎么算R3對放大倍數的影響。

正常情況下，帶寬取多少呢？

在主電路傳遞函數右半平面零點（一般取這個零點頻率的1/5吧）差不多的情況下，看到有取8KHz的，也有取2KHz的。

讓你記得我的好 老師 這兩天沒上線么？上一下吧，急求解決問題啊。

讓你記得我的好，

確實應該記得你的好，周末都不休息，還在論壇上解答各種疑問，感動啊！

貌似肖特基的結電容都比超快速二極管大，一般是10倍啊。

還有肖特基二極管反向耐壓高的，正向的電流也大。如果選正向導通電流6-8A的，反向耐壓一般達不到200V，請問老師有哪些型號的肖特基建議一下？ 非常感謝！

肖特基我用的少。沒有太多型號推薦給你。比較常用的好像是SB系列的和MBR系列的。

例如SB820~SB8100，MBR10100~MBR40100，MBR10100、MBR10150、MBR10200等。

老師晚上好!學生請教TL431上下偏置電阻.

看到一些書籍這樣講:431工作電流不能低于1MA.假如輸出電壓為12V

那么431上偏置電阻為:12V-2.5(2.5為431基準電壓)/上偏置=1MA

不知是不是這樣取呢?

老師,請問這波形說明了什么?

呵呵，連這是什么地方那個的波形，你都不說，我哪知道這個波形說明了什么？

假如是MOS的VDS波形的話，說明：工作在DCM狀態、變壓器漏感極小。

這個是肖特基兩端的波型,那里那個缺口代表什么意思呢?

我是負載的時候測的波形!!

老師你在嗎?

自行RCC反激式變壓器步驟 RCC 實際上是工作在DCM模式．我用能量轉換的角度幫你驗證一下你的方案. 不一定對, 僅供參考. 假設最低輸入直流電壓是107V. Freq= 65KHz, D=0.5 ; Lp= 2.1mH 則 Ton = 1 / 65KHz * 0.5 = 7.7uS 初級最大電流 Ip = 107V / 2.1mH * 7.7uS = 0.392A 初級功率 P = 1 / 2 * 0.392 ^ 2 * 2.1 mH * 65 KHz = 10. 48 W 功率明顯不夠，似乎只能工作在CCM 模式． 好老師，能不能給我949和953貼的提問解答下呢，我感覺你的解答好詳細，也易懂，我正在開發RCC電路，謝謝你啊！！！ RCC的計算我沒有研究過。無法詳細判斷你的設計是否正確。但有個原則，RCC一定是工作在非CCM狀態的。基本上是在CRM狀態，可以按照這個思路來設計。 恩，我可否問一下，好多工程師計算方法和都不一樣，是不是條條大陸通羅馬，他們計算的方法不一樣的話，數據差別會不會很大？ 條條大路通羅馬。計算方法不同，但只要設定的工作狀態一樣，數據會很一致。 請教老師，反激的變壓器為什么要在低端計算。其實有另一貼討論這個問題，但總覺得沒人說得很透側，拿來再問問。 因為變壓器有一個很重要的設計要求——不能飽和。而反激電源最接近飽和的工作狀態，就是出現在最低輸入電壓、最大輸出負載條件下的。所以我們按照這個邊界條件來設計。 對于變壓器是否飽和，最終的決定因數就是B=Bdc+Bac+Br是否達到Bmax，其中前兩項可以通過Lp*Ip=Np*B*Ae計算得到去驗證。對于反激DCM模式，前邊的式子里去掉Bdc，由式E=1/2*Lp*Ip^2，因為輸出功率Po是恒定的，因此在輸入電壓變化時，Lp*△Ip=Vin*Ton 也是恒定的，變壓器是否飽和的情況也相同；而對反激CCM模式，經過推導可得Ip=Po/Vin*D*η+Vin*D*T/2*Lp，不在Vin*D最大或最小時獲得。可以認為,僅從變壓器是否飽和是無法解答此問題的。 我覺得是因為低端有效電流大，發熱更嚴重，不知是否正確。 因為設計的可靠性要求，總是按照整個輸入范圍內的都能保證可靠性來實現的。 在低壓輸入的時候，整機效率偏低，那么輸入電流就偏大一些。按照最低電壓輸入來設計可以保證電壓高的時候也能正常工作。 發熱是一個因素，但我覺得不是主要原因。 謝謝耐心講解。設計的原則我是知道的，必須在整個工作范圍保證可靠。 低壓整機效率低，我有異議，我現在主要做小功率低壓DC/DC電源，效率基本是低端偏高的。當然，這個與具體的設計有關。我們在計算元器件的時候，總是選擇最惡劣的情況去計算，就不必在增加很多繁瑣的核算過程。最初從各電源書籍上學習，反激設計變壓器時，一直低端來算，因為水平問題，也沒深究過。現在想想，還真是沒明白其所以然，查了手里的資料也沒有結果，只能一問到底。 反激的變壓器要在低端計算是因為 - 在同樣的Ｔon情況, 輸入電壓越低則初級電流就越小，變壓器中儲存的能量就越少．能傳遞到輸出的能量也就少．因此，在設計時首先要保證低電壓時能夠輸出足夠的功率． 低端輸入時,初級電流是大的,而不是小,且"在同樣的Ｔon情況"這個假設條件也不成立啊! 或者這樣說, 在頻率 f和 D已經確定的情況下，Ton也就確定了。 而 Ip =Vin / L * Ton , 假設 f = 50KHz, D = 0.5 則 Ton = 10uS ， 假設 L = 1mH 則 Vin = 200V 時 Ip 最大可以達到 2A。 而 Vin= 100V 時 Ip 最大只能有 1A。 TON 是變化的…… Ton 當然是變化的......... 那你上面的Ip還那么算？？？ 100V輸入的時候是0.5,200V輸入的時候肯定不是0.5了。 你說的對....... 但是有個前提, 就是在輸出一定的條件下. 否則, 就很難講了.... 但這不是我們在討論的話題. 當輸入電壓或者負載變化的時候, 占空比 D 會自動調節以保證輸出電壓穩定, 這是PMW的基本原理....... 無需討論. 我們是在討論如何設計電源. 為什么要在低電壓的情況下來計算...... 請仔細閱讀前面的帖子......... 順便提醒一下, 設計電源的時候我們通常會考慮最大負載, 以及最大占空比的情況下來計算.... 這點沒有疑問吧 問題就在于為什么選占空比最大，出發點是什么。是因為怕變壓器飽和呢，還是擔心帶不了滿載？ 為什么選占空比最大? 這個問題問得有點出乎意料.......... 所有的電源書上的計算都是基于最大的占空比. 所有論壇的帖子上介紹的計算方法也都是在最大占空比的情況下來計算...... 與其回答這個問題, 不如先問你一個問題.......... 為什么我們在設計電源的時候總是選最大負載的情況下來計算呢? 我的問題是，為什么選低端，要知其所以然，是很多書都這么寫，但沒說道理，因此我才拿來在這里討論。 為什么選擇在低端計算? 我在前面的971和980帖中已經講過了. 可參看在970帖中的計算. 在輸入低壓的情況下輸入功率只有10W. 而如果輸入200V, 可以算出功率是36W. 如果按照200V的輸入來設計電源, 低壓時連一半的輸出都沒有..... 這個顯然是不行的. 難道很難理解嗎? 很容易理解，你最好看看下面的回帖。 前輩，您好！我現在在模仿一款安森美芯片CS51221的電路設計。但是我發現其中有個地方，讓我很是疑惑。 電路圖如下電路圖 其中反饋部分，我個人覺得有問題反饋部分 芯片資料上顯示如果Vcomp引腳的電壓升高，占空比也會升高。 而此電路設計的是如果輸出升高，VCOMP引腳的電壓會升高，那么根據芯片資料占空比也會升高，輸出電壓就不會降低。我很疑惑，不知道是自己分析錯了，還是電路圖有問題。 樓主電源強人！向你看齊！ 電路圖錯誤。 這么接的話，輸出是正反饋了。 你好，請教一下，反激電源變壓器計算繞組線徑時，是按峰值電流有效值計算，還是，按額定值算啊，糾結中 好老師，請幫忙看一下是否合理！ 100-240V 輸入 12V 2.5A輸出 紋波小于60mv eff:80% min 用efd25,現在變壓器設計成np:57,ns：6,nf:9 L:910uH, 高手看一下！ 主繞組圈數減到50左右吧。 老師，請問測MOS管溫度時，比如測一個2N60。應該把溫度計的探頭放在塑封面上測還是放在自帶散熱器上測呢？ 大多數情況下是測塑封面。安全些。但是計算結溫的時候，要考慮塑封面到結的熱阻。 你好，師長，我現在做一個輸入200V~1400VDC，輸出多路24V電源。我的QQ：406914416.盼望師長聯系我。 老師，各位兄臺，能不能把saber仿真軟件（07版）發給我 541438803@qq.com，小弟在此謝過了，一定登門拜訪重謝！ 這個軟件，論壇里有下的，你搜一下。 能不能把 補丁發一下啊，還有安裝教程，弄了半天，怎么也不行呢，求教了 到這個帖里看看： http://bbs.dianyuan.com/topic/584873#last_post 軟件很大的，估計沒法發 非常好的理論知識，謝謝了！ 標記 好資料 努力學習中 呃，建了一QQ群，有興趣的可以過來坐坐啊，歡迎以技術為本的同學！！！152224914，恩，群是新建的，恩，人是少了點，少不了大家的支持！！！…… 謝謝了，學習 大師們好： 我是一名學生，最近老師讓做一個開關電源實物出來，看了些電源設計的書，但高頻變壓器還是不知道該怎么設計，無從下手，現在時間很緊，我想根據下面這個圖做個實物出來，想請大師幫忙看一下變壓器的參數應該如何取，另外還有輸出回路的L2，我算的取53.5uF，也不知道對不對，謝謝你們了 此貼看過若不回，真的說不過去！講的非常非常的詳細，而且生動形象，非常敬佩好版！ 樓主是好人，學了很多東西，我會記住你的好 請教一下老師 在確定原邊電感時，一個特定的原邊電感取值是不是對應一個特定的Krp和Ip2.或者說不能將原邊電感值取得比計算值大很多，否則會導致Ip2和Krp的降低。 真的都太牛了，感覺自己差距真的太遠啦，單憑興趣感覺沒經驗，哎！難啊 受益匪淺！樓主辛苦了！我頂！ 反激才是王道！ 反激說簡單也簡單，說難也難。 好像這已經是我第五次看了，講的很細，好版辛苦了，不過這個帖子里面好像沒有講到繞組線徑的計算和選擇 線徑的選擇標準是不大于兩倍趨膚深度。同時，電流密度可以按照4～5A/平方毫米計算。 如果由于趨膚深度的限制，單根線的截面積不夠，可以用多根線并聯。 好老師，好貼，好好學習ing! 頂 樓主真是好心的高手啊 我在做UCC28810 40W 一，24V 二，48v 三，115v 變壓器繞制出問題，以前的一個工程師走了，磁芯是PQ25/20的 原來的變壓器設計是初級35圈次級12T 22T 50T 但是還是有些問題不對，人家走了，問都沒有人問，剛入門的請教版主了，謝謝 先把這個帖子仔細看完，對照你的電路，自己嘗試計算參數，然后遇到問題或不懂的地方再來問大家。 前輩，針對我們的市電設計反激電源的話，考慮的電源輸入電壓應該是198-242V吧？其實就是確定最惡劣輸入電壓 根據我們市電的話，一般按（+/-）20%波動來算，即220*（0.8~1.2）=176~264 好的，謝謝 各位前輩，你們好！有空的時候能幫我看看下面得計算過程嗎？我是按照《精通開關電源設計》上的例子來算的。 98W的常用輸入（220+-20%）反激變換器，欲設計輸出為5V@10A,12V@2A,-12V@2A.設計開關頻率為f=150Khz，效率>=0.7。<?xml:namespace prefix = o ns = "urn:schemas-microsoft-com:office:office" /> 1. 確定Vor與Vz 最大輸入電壓時，加在變換器上的整流直流電壓Vinmax=1.414*Vacmax=1.414*264=373V. MOSFET用額定電壓為600v的，故在Vinmax處必須保留至少30V的余量，故漏級電壓不能超過570V。 Vin+Vz=373+Vz<=570v 得Vz<=197V,需選擇標準的200V穩壓管 Vor=Vz/1.4=0.7Vz=0.7*200=140V 2. 匝比 假定5V輸出的二極管正向壓降為0.6V，則匝比為n=Vor/（Vo+Vd）=140/5.6=25 注意到12V輸出電壓通常需要經過后級線性調整，故必須使變壓器提供高于輸出（12V）3-5V的電壓，這里取3V.可得12V輸出的匝比為140/（12+3+1）=140/16=8.75。其中1V為二極管的正向壓降。 3. 理論最大占空比 變換器最小直流整流電壓為Vinmin=1.414*Vacmin=1.414*176=249V。 故最小占空比D=Vor/（Vor+Vinmin）=140/（140+249）=0.36。 4. 輸入電容 因為效率為0.7，故輸入功率為98/0.7=140W。根據經驗，電容值一般取3uf/W，故140*3=420uf，故使用標準值為470uf的輸入電容。 5. 一次與二次有效負載電流 故將98W的輸出功率集中在一個等效的5V輸出上，則可得5V負載電流為Io=98/5=19.6A。 一次輸出電壓為Vor，負載電流為Ior，其中 Ior=Io/n=19.6/25=0.784A。 6. 占空比 Pin=Po/0.7=140W 于是可得平均的輸入電流Iin=Pin/Vin=140/249=0.56A。 又因為Iin/D=Ior/（1-D），得D=Iin/（Iin+Ior）=0.56/（0.56+0.784）=0.42，此占空比值更為準確 7. 一次和二次電流諧坡實際中心值 二次電流斜坡中心值（集中功率時） Il=Io/（1-D）=19.6/（1-0.42）=33.8A。 一次電流斜坡中心值為Ilr=Il/n=33.8/25=1.352A。 8. 峰值開關電流 Ipk=（1+r/2）*Ilr=1.25*1.352=1.69A。r取了0.5 9. 伏秒數 輸入電壓為Vinmin時，Von=Vin=249V。導通時間為ton=D/f=0.42/150*10^3=2.8us，所以伏秒數Et=Von*ton=249*2.8=697.2us 10. 一次電感 Lp=Et/（Ilr*r）=697.2/（1.352*0.5）=1031.36uh 11. 磁心選擇 Ve=0.7*（2+r）^2*Pin/（r*f） =0.7*2.5*2.5*140/（0.5*150） =8.17cm^3 于是開始選擇這個體積的磁心。在EI-3530中Ae=1.22cm^2，le=6.8cm，Ve=Ae*le=1.22*6.8=8.296cm^3 稍大于所需尺寸，但能滿足要求 12. 匝數 磁相關方程 B=LI/NA T N=(1+2/r)*Von*D/(2*Bpk*Ae*f)=( 1+2/0.5）*249*0.42/(2*0.3*1.22*10^(-4)*150*10^(3))=47.6匝 5V輸出二次繞組匝數為ns=np/n=47.6/25=1.904，取ns=2匝 根據相同的變比np=25*2=50匝。 12V輸出繞組匝數通過計算得 ns_aux=(12+1)*2/(5+0.6)=4.64,取5匝 13. Bpk=（47.6/50）*0.3=0.2856，對于一般的鐵氧化體磁心，B>0.3T可能會飽和 假設磁通的變化范圍為Bd=2*Bac=2*r*Bpk/（r+2）=1*0.2856/2.5=0.11424T 14. 磁隙 L=u*uo*Ae*N^2*H/(Z*le)，其中Z=（le+u*lg）/le Z= u*uo*Ae*N^2*H/(L*le)= 2000*4*3.14*10^(-7)*1.22*10^(-4)*50^2/(1031.36*10^(-6)*6.8*10^(-2))=10.9245=11 Z=（6.8+2000*lg）/6.8得lg=68/2000=0.35mm 15. 線徑 初級線徑=1.13*（I/J）^0.5=1.13*(1.352/4)^0.5=0.657mm 其中J取了4A/mm^2 5V次級線徑=1.13*（Io/J）^0.5=1.13*(17/4)^0.5=2.33mm 12V 次級線徑=1.13*（Io/J）^0.5=1.13*(3.66/4)^0.5=1.08mm 上式中的3.66=5.6*17/（13*2）A 有好幾個問題不是很清楚 1.我算出了磁隙，但是具體做的時候應該怎樣控制啊？ 2.最后的計算我得到了線徑的大小，但是最小的也有0.657mm。如果按照師長同志提供算 趨膚深度=75/SQRT(f)毫米 =75/150000^0.5=0.194mm，選擇線徑是否只能選半徑<=0.194mm型號的線，如果是這樣的話，那對于我算出來的后兩個線徑不是要好多根線一起并繞，這樣不是很難繞嗎？ 小弟是位在校生，第一次做電源，希望大家賜教，謝謝！！ 我上面的第一步就好像有問題了，264V應該是最大的輸入電壓了，而不是有效值，后面就不用再乘以1.414了。市電220V指的是峰值吧！ 220V是有效值。 師長您好，我想請問一下，如果繞線用銅皮的話，銅皮是否有他自己的規格，就像線有型號一樣。還有就是，如果我的次級線圈只有兩匝，但是電流很大，我考慮用銅皮做繞組。但是用銅皮的話，我怎么才能兼顧到匝比呢？因為我看有的資料書上是這樣做的：銅皮厚度選擇兩倍的趨膚深度，寬度的選擇只要保證銅皮的截面積足以流過相應的電流就可以了。那么匝數呢？我不懂了 各位大師不肯賜教我只好自問自答了哈，市電220指的是有效值 呵呵，理解正確。 主要是這個帖子太長了，其他人是來看樓主的原創的，一般不會注意到后面的跟帖，有問題還是建議重新發帖討論吧，這樣不容易亂。 你算反射的電壓為啥除1.414？ 版主 好呀 我舉個例子 輸入全電壓 輸出19V/2A 38W 變壓器RMO8 AE=64 F=67KHZ 怎么有些電源是用 51:10:7這個溫度太高 120度 35:7:4這個還在研究 變壓器是按好繞性吧 最近好像大俠們都不來這了。今天我繞了自己的第一個變壓器：頻率為50K的，鐵芯是EI40,市電輸入，+-12V/2A,5V/2A輸出，初級匝數為125匝，次級為12匝和5匝，初級電感為8到9mh。繞的時候初級分了4層，1，2層繞在最里頭，都是31匝，接著從里向外繞了12V的，5V的，再繞了兩層初級線圈，繞最后兩層的時候因為中間5V和12V的線圈并未將骨架繞滿而是落在了骨架的中間，這導致外面的線圈繞的不平，而且匝數只有30匝，我想這肯定加大了漏感。初級線圈的直徑為0.5mm，次級5V的用了3根0.64mm的并繞的，次級12V的用的是2根0.64mm并繞的。測的時候我先用信號發生器輸進去了50hz，10Vpp的正旋波，分別測12V和5V的輸出，簡直沒法看，頻率加到至50K,輸出波形和好。初級電感量改變氣息就可以改變，這個挺正常。希望各位提點繞線的經驗。分析下我不正確的地方，謝謝 好老師， 我想問下，對于反激開關電源的反饋可否不用光耦啊，只是用一個普通的運放（比如說lm358），一端接參考電壓，一端接輸出端的分壓電阻的采樣端，運放接成負反饋的形式將輸入端得差值進行放大，放大后的信號接到TL494的3腳（也就是TLTL494的反饋PWM比較器輸入端），進行占空比的控制。 或者直接將494內部的放大器代替上面外接的lm358，應該也可以吧？ 用光耦的目的，是為了絕緣的同時還能夠傳遞信號。如果你的設計不要求絕緣，當然可以不用光耦。 控制IC內部的誤差放大器當然可以代替外面的運放的。 還有，你上面變壓器的測試，用10V，50HZ的正弦波，是依據什么來的？你設計的是高頻變壓器，還是低頻變壓器？ 具體的變壓器結構工藝，建議你去變壓器制造專區去看看吧。 謝謝您的回答，我設計的是高頻變壓器，之前之所以用50hz的測試是自己確實沒有經驗，第一次做電源。 謝謝 前輩，再問下哈，我的反激電源的輸出有三路，采取反饋進行PWM控制的話只能采樣其中的一路，那么其他路是怎么穩定的，謝謝 在理論上，如果變壓器沒有漏感的話，那么其他繞組的輸出和帶反饋繞組的輸出電壓是和匝數成比例的。 其他的回路，和帶反饋回路之間的漏感越小，輸出的穩定性越好。 但實際上繞組間存在漏感，所以多路輸出的存在一個交叉調整率的問題。很難避免，只能通過設計變壓器減小繞組間漏感或匹配繞組間漏感來減輕影響。 謝謝師傅 關于反激反饋的問題 我做反激的反饋回路，也就是采樣5V輸出端得電壓（采了四伏的電壓，10K：40K），反饋用到的放大器是我的PWM控制芯片TL494內部的一個，接成了放大系數為1的負反饋。放大器的正極輸入是TL431提供的2.5V基準電壓。我的思路是：穩定狀態下采樣點的輸入電壓是4伏（用Vi替代），假設放大器的輸出電壓為Vo，則Vo=2.5--Vi+2.5=5-Vi=1伏，根據494內部的三角波的最高電壓峰值為3.7V左右，故此時的占空比大約為1/3.7=0.27。而根據我設計變壓器時計算的最大占空比為0.42.我想問下，我這樣的系統能正常工作嗎？ 前輩，今天我給自己做的第一個電源上電了。結果啥反應也沒有，我描述一下我的電源，希望前輩能指點指點。我設計的反激電源有三路輸出，+-12V/2A,+5V/2A，開關頻率為50khz。假設效率為0.7，得到變壓器的初級繞組有125T，次級繞組為12T和5T，輔助繞組用了12T。磁芯是EI40。輸入電容為150UF /450V.開關管用的是K2714好像耐壓值高達900V，不過設計的時候我是按照600V設計的，那余量是相當的大了。開關芯片是TL494，反饋如上貼所示。 1.測試時，我一開始用的時0.5A的保險絲，電路毫無反應，我測了初級繞組的電壓，高達316V，開關管的DS電壓也是316V.我只焊了5V和輔助繞組兩路輸出 輸出電壓為零。我想原因可能是494未能起振工作。不知是否如此 2.再次測試，我想既然可能是494未工作，那我就外加12V的電源供494工作。 于是我接好線，先插上了自己的電源，無反應，當我接上外接的12V電源時，保險絲立馬燒斷了 3.看了些資料，有人說剛開機時，電流較大，所以我懷疑是我的保險絲太小了（0.5A），故換了大的（開始以為換了2A 的，后面看了是8A的），可這次我剛上了自己電源上的電，就聽“啪”的一聲，保險絲好的，插電源的電源線燒斷了。 小弟第一次做電源，經驗不足，望賜教！THANK YOU! 下面是我電源的圖片，布線好搓， 關于反饋我要多說幾句，反饋我用的是TL494，其9腳接了地，8腳接了100多歐的電阻后接到了Vcc，八腳做為PWM波形的輸出，經過一個二極管和三極管后驅動開關管的。13腳和死區時間控制腳均接地。單獨測試該控制電路時，占空比最大可達100%，而最小只能達到20%左右，這里好像有點問題。望賜教 沒有原理圖，怎么幫你分析? 建議你單獨發個帖子，讓大家一起幫你看看。 不對，你對反饋電路，以及運放的基本工作原理理解的不對。 前輩我開了個帖子，希望您去看看，謝謝！！http://bbs.dianyuan.com/topic/710014?t=595#last_post 大師，我有個麻煩能幫我看下嗎。 這里輸入是85VAC-265VAC經過整流濾波后的電路。輸出是12V1A。頻率60K。變壓器EI22,NP157,NS21,NR30。磁芯TP4 問題出在整流管1N4007。不停的擊穿，而且擊穿了照樣正常工作。 后來再4007后串了個0.1歐的采樣電阻，測得有5V的電壓突刺，波形為阻尼震蕩。1N4007最大承受正向電流為30A。可是這個這么大的電流尖峰哪里產生的呢。能幫分析下產生原因嗎？謝謝 你可把管子換大點試下 4007是防止接反嗎？不要效率不更高。4007正極接個大點濾波電容或電感看看。 請問管子的選型，我用IRF840工作40度下出現斷續，而用FQP6N80C工作30度就出現斷續情況，不知道管子的什么參數容易出現此類問題。問題波形附于下表。 工作在55度情況下，出現如下波形，黃的為柵極驅動波形，藍的為DS級波形。波形亂了，是不是溫度高了使什么東西變了造成的？ 老師，你好！CCR模式與Flyback有什么區別嗎？我是初學者，煩請老師賜教呀！ 好師傅，幫我看看這兩個仿真吧，一個是開關電源的仿真，就是前面幾個帖子的仿真，另一個494的仿真，pwm波盡然是三角波，不知道是什么原因。開關電源的仿真根本就沒有結果，煩惱了幾天了fanji_dianyuan 不知道老師去哪了？ 師長大人，再麻煩您到您的跟我學反激系列四看看吧，真心感謝您，第一次做電源，出了問題，手足無措啊，挺急的！！ 希望大師們都能來看看 仿真原理圖的截圖反激 這個帖子不錯 好貼，望斑竹再接再厲 感謝斑主，使我等新手受益良多！ 感謝版主 樓主講的灰常的好，但如果可以把如何選擇和設計變壓器的一些過程和經驗整理成文檔供大家下載學習就更好了，因為現在網頁大，太卡了 謝謝 看得人熱血沸騰啊，此帖太猛了！！頂 精華！真的是精華！鎮網之寶！期待這樣更多的精華！讓我們這些剛入門者少走彎路！ 樓主好，你在66帖中提到：對于DCM模式而言，Ip1=0，對于CCM模式而言，有兩個未知數，Ip1、Ip2。那么該怎么辦呢？這里有個經驗性的選擇了。一般選擇Ip2=2～3×Ip1，不要讓Ip2與Ip1過于接近。那樣電流的斜率不夠，容易產生振蕩。 看完了，收獲了不少，樓主好人啊。 反激是王道 好東西，學習了，看了幾遍了。 好版考慮一下能不能開系列之六：反激式開關電源的EMC啊，那就完美啦，期待！ 您好，我想請教您下，我設計的反激變壓器輔助電源參數是這樣的：輸入為市電85-265VAC,經過整流濾波后，進入反激變壓器，由TOP224Y進行控制，輸出電壓為15V/2A，12V/2.5A的直流電。我設計出來的變壓器的變比為10:1，原邊電感為15.7MH，漏感為44.72uH，但是不知道為什么達不到預期的結果，希望老師幫忙給分析下。 原邊感量 是1.57mh吧。你有什么問題 要說明白 最好有數據 恩，對，現在有時間嗎？希望您能幫我分析下，15V/2A是輸出電壓和電流，12V/0.01A是反饋繞組，反饋回路采用的是TL431和PC817 呵呵，終于看完一遍了，明天繼續第二遍，感謝樓主的無私奉獻，以樓主為榜樣，好好學習。 樓主看你寫的看了一半就看暈了，真佩服樓主，我以前是搞弱電的，現在在做強電，做開關電源，好多東西都不會，做圖都是按典型圖來做，做出來都不知道怎么去調試，非常感謝樓主分享，我會好好看樓主寫的這些資料的，太辛苦了，寫了這么多不容易啊！！佩服！！ 學習~！ 老師你郵箱多少，能加下你的郵箱么 麻煩師長幫我看看。設計一個LED的8W左右的恒流反激電源，恒流輸出200mA，輸出電壓在40-45左右；輸入電壓90VAC-260VAC，用的是viper22a的IC，恒定開關頻率在60K，內部MOS耐壓在700V。 設計是按照《精通開關電源設計》一書來算的，我把最大占空比定在了比40%大一點，初級反射電壓算的是95V，這樣初次級匝比在2.1左右，中間計算步驟有點多，我不詳述，我最終算得的初級電感有近10mH，因為平時見到的都是幾百個uH的，所以對自己的計算值很質疑。 后來按照你帖子里的步驟重新算了下，斷續模式下我的Ip2-Ip1約為0.5mA，代入Lp=(Vinmin×Dmax)/(fs×(Ip2-Ip1))，算得大約是1.6mH，感覺還是有點大。 因為是第一次設計變壓器，經驗少，所以一看到初級電感偏大，自己有點拿不定主意，我現在想問的問題是：1、對于計算得來的電感值偏大（超過1mH），尤其像我剛才算得10mH，通過減小氣隙是不是一定能實現這么大的初級電感？2、對于不同方法計算得來的初級電感，我在選擇時除了考慮初級電流大小引起損耗不同、電流檢測信號強度不同以及由此引發的抗干擾能力不同、鐵心尺寸不同這幾個因素，還有哪些可以當做評判依據？3、如果你遇到這樣的兩種情況，你會偏向于選擇哪一種，說說你的理由？ 一口氣問了這么多，希望樓主哪天有閑心，能幫我解答下，當然我也會自己主動去解答自己。期待你的答復 一般，功率越小，初級電感越大，在同樣的220VAC輸入的情況下。其實幾個MH的電感是很正常的。 小功率，尤其是小電流輸出，都是電感量比較大，只要工作模式對就沒事，功耗大不了多少 好版主，能否告知PQ3220的AP怎么計算，規格書上只有AE，沒有AW. 請問LZ用示波器測量開關管電壓得到的波形就是占空比嗎？求答案，謝謝…… ~~~~~ 請問老師一般這個原邊電感量的公差是怎么確定的？ 終于看完老師的貼子！我會記得你的好！ 來遲了啊，，都是淚~~ 斑竹，您對電源的研究很牛逼啊，怎樣才能達到您這樣的水準啊？ 順便能否透露一下，目前在哪高就啊？一直都在從事電源方面的工作嗎？以斑竹的條件，待遇肯定很好，膜拜···斑竹 帖子太長 頂一下！！！ 急招硬件工程師： 我司位于沙井，大型電機制造公司，專業做無刷控制器，急招硬件工程師，電源類皆可，手下帶2-3個人，公司提供食宿，工資面議，有意向者請速聯系。聯系人：王生 電話：15818799487 分析的很透徹，標注下再多看幾遍，慢慢消化！ 學習一下 mark 好貼。。。先做下記號。。。。 樓主高論啊！ 樓主是好人 樓主好人啊 我正在學Saber 可以發個Saber 給我嗎 謝謝了 啊 反擊一下真的好 ，支持師長 看了這么多的反激文章，就這一篇教我看懂了波形，太精彩了，老師付出了巨大的心血，向老師敬禮 大師你好，我最近在做一個反激電源，工作模式DCM，三路輸出分別是+15V/1.5A，-15V/1.5A和5V/2A ，用TL431和PC817以及UC3842做反饋補償控制，現在的問題是，采集輸出電壓做反饋的時候是采集+5V輸出還是+15V輸出呢？采集兩者的電壓對控制精度等方面有不一樣的影響嗎？能說說區別嗎？謝謝 你的做粗來了不 先頂了再看 老師你好 我以前接觸的反激電源 一般都是都是定頻調寬的 前段時間一朋友給我一大功率電源 帶電阻負載實測功率大概4500W 但是它是頻率和脈沖寬度同時進行調整的 空載20K滿載50K工作模式為DCM 變壓器磁芯是PM87 我想請教一下老師 這種工作方式的變壓器怎么設計 BZ能不能以實例來解說啊 比如說 output 5v 3A的變壓器如何計算啊 /只看樓主 很不錯的帖子，得好好整理一下！ 這個必須不能沉啊 樓主大公無私，方便了我們這些做電源的，真心的說聲謝謝了，有時為了一個案子，有人指導一下，有時真的會感激一生、銘記在心 頂帖，向好版學習 每一遍，都有新的收獲！絕對好貼 同意，絕對好貼 有用LM358嗎 請問帖子內容在哪呢？我怎么看不到。。。 仔細看看 我也沒看到，怎么回事啊 看了那么多反激的帖子，還是你寫 的最好。 腳印 樓主，我怎么看不到你講的變壓器設計啊 我只能說我真的太慚愧了，很對不起樓主老師的付出，看了以后學了很多東西。希望老師再發新貼帶著我們學習啊 師長，請教下：快速算式磁芯截面積公式Ae=（0.15*√Po）/（1～1.8）中的（1～1.8）及0.15是怎么推出來？ 來晚了~!~!好好學習下~!~ 呵呵，繼續學習。。。 好貼，學習啦。 可不可以把您寫的 <跟我學系列>發給我學習下，郵箱xinhuaitianxia2006@126.com 剛開始接觸開關電源。這下放心了，說明電源行業的前景還是可以的 好貼，好頂！ 寫的很好！很實用！我會一直記住你的好！ 又回來學習了，這帖子好長啊 反激，，，，開始 我會記得你的好 　　　占位學習中·········· 反激才是王道 看了好幾天，學習了很多。看樓主的EXCEL表格有個疑惑，這里的次級電流是如何計算出來的？我覺得好像是按照buck-boost電路里電感電流和輸出電流的關系ILavg(1-D)=Iout計算出來的吧，但是這里好像不能這么計算吧。2.5A的輸出電流對應的不就是24V輸出電壓么，不應該按照24V對應的初次級匝數比折算電流嗎？覺得困惑，望樓主解答一下 原邊感應電壓是怎么來的 經常來看你的帖子，每次都有不一樣的收獲。 老師，你好！我是剛入行的問個問題：因為我們在實際的設計中磁芯和骨架都是定好的，所以我想從次級往初級推導，以下是我推導的：Ipk=2Po/D max*Vin min， Lp=Vin min*Dmax/η*Ipk*Vinmin我設計的電源是輸出6V0.6A全電壓輸入，η=75.59但是設計出Lp=3mH多磁飽和和IC廠家給出的數據2.7mH有一定的差居，請問這個公式算出的數據合理嗎？Lp=Vin min*Dmax/η*Ipk*Vinmin怎么推導出來的？Ipk=2Po/D max*Vin min與Ipk2-Ipk1算出來的結果有什么差異 逛逛論壇，頂頂高手。 珍藏下 受益匪淺，特別是細節方面。 老帖子堪稱經典，看了半天，豁然開朗！決定好好的吸取這里的知識！就是找得有點困難，要是有個目錄就好了！ 大神級的解說，雖然還沒完全看懂，不過好細致 剛看到這么好的帖子！我一直很疑惑：CCM模式時在Toff階段變壓器原邊電流ip已經為0，為什么在下一個周期MOS管開通時ip就有一個初值了呢?期待高手能夠解開我的疑惑。 變壓器初級電壓感應到次級，整流二極管反向截止。二極管承受反壓不應該是為Vin/(NP/NS)么？ 終于找到系列當中的一個反激系列了！　保留住 HOLD住！！！！留腳印后續跟進！　　為樓主這么樂于助人！點贊 大功率電感廠家 |大電流電感工廠 當今的電子計算縱覽 十年前，甚至是五年前，個人計算機產業是技術創新的驅動器。臺式機和便攜式電腦自上而下覆蓋了服務器、嵌入式設備以及消費類電子產品。當今，技術創新受到移動計算和云計算的驅動。這一創新正在服務于全球范圍內 電源不是那么好設計的，來說說那些電源爆炸的事兒 要想成為一個電源設計大師，缺不了動手實踐，而實踐有風險，在實踐過程中你可能隨時冒著被boom的危險~~心疼被boom的小伙伴們3S。 。 。 電源不是那么好玩的，看看今天三星直播，no 紅外遙控密碼鎖電子電路設計詳解 —電路圖天天讀（169） 電子發燒友為您提供的紅外遙控密碼鎖電子電路設計詳解 —電路圖天天讀（169），紅外遙控密碼鎖電子電路，不但具有普通密碼鎖智能控制上鎖、報警等特點，而且在不擴展E2PROM的情況下，可以實現8位密碼任意修改的功能， 大功率電感