一直很忙，最近有些清閑，正好趕上【我是工程師第二季】延期。
如題，前些日子做了一款高壓輸出，寬范圍調壓的電源，0－1400V可調，0.36A，最大輸出功率500W。
先上圖 ，然后再慢慢講解設計要領及設計擴展。
下圖：輸入整流濾波
下圖：主電路
下圖：輸出調壓限流
看好樓主大作,期待更新... 樓主不要棄坑啊啊啊啊啊~~~ 繼續哇
在第一帖已經公示了完整的原理圖，從原理圖看，拓撲就是一個普通的反激電源，與一般反激電源的不同之處，也就是在付邊，增加了運放，用于調壓限流而已，這對于輸出0－1400V可調是必須的。另外主變壓器用了2個（原邊并聯，付邊串聯），這也是因為對于反激電源來講，500W的功率有點大，比用1個變壓器容易處理。
幾年前，我發過一個帖子，“【設計大賽】高電壓輸入，小功率電源”，那是一個寬輸入工作電壓（DC200 — 1300V）的電源，而且，只用了一個1600V耐壓的MOS管，僅僅看原理圖，沒有什么特殊的，拓撲就是一個普通的反激電源。本電源一樣，拓撲就是一個普通的反激電源，但是做了一件不普通的事，0－1400V可調。進一步，要做0－2000V以上可調也沒有問題。
很多人說，反激電源是最簡單的開關電源，因為拓撲簡單。我說是最復雜的電源，因為反激電源能做很多其他拓撲難于實現的事，對于不同的需求，采用不同的設計思想。
本設計最關鍵的自然是變壓器，先把變壓器數據貼上
變壓器2個，參數一致性要好
IC：OB2268APC
RT=110K
設：直流母線電壓=300V
最高輸出電壓時，工作在DCM模式
計算：變壓器輸入功率Pin
工作頻率F=6500/110=59.1K
周期T=1000/59.1=16.92US
MOS管導通時間Ton=5A*400UH/300V=6.667US
占空比D=6.667/16.92=0.39
變壓器輸入功率Pin=0.5*5A*300V*0.39（占空比）=292.5W
上式0.5*5A是MOSFET導通時的平均電流。
每個變壓器292W，2個變壓器是584W，功率夠了。
計算：原邊MOSFET反壓
由于使用2個變壓器，每個變壓器2個付邊繞組，共4個繞組，每個繞組最高輸出電壓350V。
MOS管反射電壓=Vmos=350V/40匝*40匝=350V
最高直流母線電壓Vmax=1.4*264V=370V
該變壓器采用三明治繞法，付邊匝數較多，漏感小，MOSFET的電壓尖峰較小，大約幾十伏。
耐壓900V的MOSFET夠用了。
計算：付邊二極管反壓
最高直流母線電壓Vmax=370V
Vdiode=370V/40匝*40匝+350V+電壓尖峰=720V+電壓尖峰
電壓尖峰小于400V
采用1200V的整流二極管
由于當輸出電壓降低到一定值時，電源工作進入CCM模式，建議有必要時，使用SIC二極管。
到此，關鍵參數計算結束。
已經被添加到社區經典圖庫嘍
本電源最重要的是變壓器的設計思路
由于工作頻率較高，高壓繞組的分布電容大，就會造成變壓器和MOS管的嚴重發熱，這是因為MOS管的每一次開關，分布電容都在瞬時快速充放電，其能量與電壓的2次方成正比。因此有可能電源工作在空載時，變壓器和MOS管已經明顯發熱了。高壓繞組的分布電容可分為2種，一種是匝間電容，匝間電壓較低，一般只有幾伏到幾十伏，這與原邊繞組的情況接近，對變壓器的發熱影響很小。而高壓繞組內層間分布電容影響就很大了，尤其是第一層起始部分與第二層的結尾部分，相互的電壓差高達幾百伏，甚至上千伏，變壓器和MOS管發熱就是這個原因。減小層間分布電容的最簡單的辦法是加厚絕緣，但是，會使得變壓器的窗口利用率大大降低，磁芯的利用率低，變壓器體積大，成本高。
解決方法：將高壓繞組平均分成若干段，各段分別整流濾波后串聯。適當提高付邊高壓繞組每匝的電壓，也就是減少總匝數，選擇適當線徑，每一段只繞一層，如果因為設計輸出電流大，截面不夠，可以同樣方式再繞一層，并聯，直到截面滿足要求。這樣，里外層之間電壓差很小，充放電的能量就很小。相鄰的高壓繞組雖然有較高的電壓差，由于有整流二極管隔離，不會有充放電發生。
如果將高壓繞組分成雙數段，采用三明治繞法時，原邊繞組在中間，付邊繞組在兩邊，還可以減少原邊繞組的接頭。
第6帖已經提供了變壓器的繞制方法，實驗結果，與普通低壓輸出的變壓器發熱沒有明顯差異。空載無溫升。
這張照片是某公司的除塵電源直流輸出的整流，使用了600只UF5408（3A1000V）組成全橋整流，每個橋臂由150只串聯，輸出直流電壓應該是80KV。由此看來，該變壓器的付邊是一個整體的80KV繞組，繞制工藝會很難處理，成本代價也很高。我第9帖的設計思路正是他可以借鑒的。
有測試過不同輸入電壓全負載范圍內每一個副邊輸出繞組的均壓問題么你提的問題很重要，各組電壓不均是肯定存在的，關鍵是掌握一個度。
在設計變壓器時，就要考慮這個問題，工藝要嚴格，每個繞組必須基本正好繞滿，余量不能大，更不能窗口寬度不夠用。因為繞在靠近氣隙的線圈電壓低，必須讓每個繞組相對氣隙的位置基本一致。另外在變壓器窗口允許的情況下，加厚繞組之間的絕緣，減小相互影響。
本設計中，輸出電壓最高時，付邊每匝電壓是=350V/40匝=8.75V/匝。如果個別繞組電壓差達到8V，就有可能是匝數錯了。
這種方案量產可行性不高
必須要有補救措施，量化指標
連這事都做不好？
給我做變壓器的供應商說，不難。
這個震撼！ 上個頭條~其實，采用反激電源效率不高，而且，輸出整流管子的耐壓高，不是可以采用一邊固定的 一邊可調的，即降壓電路可以從0伏開始了，不要反激電源，其實，這個電路一定諧波非常大，即匝電容非常大引起的，因為，輸出電壓高了的匝電容一定非常大，是這樣的，電壓平方/容抗，電壓高了平方大 ，分母因為匝數多了比例失去，就等于三次方了，那么，這個匝電容就非常大，所以，產生環流大諧波大效率就低了，是不是，首先，必須減小匝電容，采用一些繞法，如不是通常的左右，因為，兩層頭尾電壓高，是這樣的，頭繞到右不往回，而且直接拉到左邊頭端，不要左右來回繞，而且，每層拉一點距離，多團 一點膠帶，可以減小了匝電容了，。這樣，可以在很大的程度上減小了匝電容的影響了。
1、“采用反激電源效率不高”，最好講講原因。
2、“輸出整流管子的耐壓高”，錯。如果用單端正激，輸出DC350V，至少用1500V的整流管。
3、“輸出電壓高了的匝電容一定非常大”，匝電容與輸出電壓高低無關，你認真看看第9帖。
4、“頭繞到右不往回，而且直接拉到左邊頭端，不要左右來回繞，而且，每層拉一點距離，多團 一點膠帶，可以減小了匝電容了，。這樣，可以在很大的程度上減小了匝電容的影響了。"，你不過就是憑想象，你知道要包多厚的絕緣嗎?
5、“這個電路一定諧波非常大”，直流輸出，何來諧波。
1，反激效率低，是因為單端占空比小，變壓器利用率不到一半，所以變壓器也比較大，效率低其實反激電源非常非常的多，大功率橋式的電源沒有反激的多，看看對比一下都可以做到了，橋式什么達到95%的效率，請問，反激有可能那么高效率嗎，難了，LLC電力電源250伏就有這個效率以上了。
2 ，輸出開關管必須選擇比較高的耐壓值了，中抽的兩個二極管耐壓不需要非常高。3，,輸出電壓越高的匝電容越大，太自然了，因為，繞數多嗎，越多匝電容是不是越多，這個是非?；A的知識呀，這個確實可以就不用爭論了。絕對的。就幾十伏輸出與幾百伏，匝電容幾百伏的電流諧波大就是由于匝電容造成的。所以，我不敢雙線并繞了，就是匝電容非大了。4，所謂諧波非常大，諧波就是匝電容造成的，電容與電感發生諧振了，反正，匝電容大的諧波確實都比較大的，諧波大的損耗就大效率就低了一些了。隨便看一下示波器就知道了，。。匝電容小了諧波會小一些的，匝電容大的諧波就比較大的，故繞數越多匝電容就越大了，5，上面分成四個繞組一個變壓器兩組，這樣就確實可以減小匝電容了，還是有道理的，分的越多匝電容就越小但越復雜越麻煩，。
其實，你也看到了除塵電源設備了這個我鬧心過，破財了，所以，還是這個普通電源了，我看到整流管子就是上面圖上的，這樣可以高電壓距離大，低電壓距離小了，就是這樣的，我當然看過了。
你先用LLC做一個“0 --- 1400V可調電源”再發言，說話不要憑自己的想象。
做不了就不要亂說，以免誤導新手。
是的，大家掌握反激技術的多，比較膚淺了，LLC的許多人還搞不懂了，所以，低技術采用反激的方便設計了。其實，如果采用多諧振的，【或者準諧振的】，那么，1400伏比250電壓高多了，四個全橋整流管子1000伏如MUR1100，可以一個變壓器兩組，或者兩個變壓器串聯，那么，700伏二極管壓降是1伏左右，那么，這樣的效率是非常高的，二極管比值太低了，比同步整流還低了，同樣，如果反激電源也是二極管損耗小了，所以，高電壓的效率容易獲得比較高的效率，低電壓的就難了，因為，二極管的壓降與輸出電壓的比值高了，同步整流 適合低電壓的不適合高電壓的，因為，低壓開關管的內阻非常小了無非就是降低了整流管子壓降與輸出電壓的比較了，那么，高電壓的二極管壓降天然的比值就低了，比通常同步整流的還要低得多了，這樣的效率一定是比較高的，而且，高電壓的漏電感比較小了，低電壓的漏電感比較大，所以，要密繞，一層初級一層次級，然后一概并聯起來，高電壓的漏電感自然就非常小了，效率容易做的比較高了，無論LLC的還是反激的都如此了； ，效率比低電壓的高的多了。“LLC的許多人還搞不懂了”，其中肯定有你。
LLC根本不適合做如此寬范圍的調壓，即便用LLC的拓撲做出了寬范圍的調壓，不僅會加大成本（與固定輸出比），MOS管也經常工作在非諧震狀態。在某些狀態下，比反激的效率低很多，失去了LLC優勢。
你的做法用8X1000V=8000V二極管，反激只用4800V二極管。
其實，是這樣的，，LLC的確實范圍比較窄，不適合寬電壓，這里1-1400伏并不是直接轉換，而是一定通過一個降壓電路實現的，什么意思的你呢，就是這里不調電壓，工作在諧振頻率上，用降壓電路就是說降壓電路可以到0伏輸出也0了這么個意思了，即兩級吧的電路結構了，這樣做法也非常流行的，許多許多都是兩級方式，適合寬電壓調整的范圍了。
是的，反激的范圍非常寬了，占空比從0-0,9了，如功率因數校正，就是即幾伏低電壓0,9脈寬，達到峰值占空比非常小了，這個范圍就非常寬了，橋式的一概不允許太寬電壓，我看到測試電壓494,3525做的效果就非常差了，必須采用降壓電路這個可以調，而工作諧振頻率的完全不調，這樣想結合的效果還是非常好的了。
不錯，到處搞搞陣
LCC的適合大范圍調節的，但無法從0V調起。
200到1400輸出應該可以
繼續解說
做寬范圍調壓的電源，核心技術是什么？或者說難點在哪里？
做寬范圍調壓的電源，最容易出現的問題是當輸出電壓較低時，系統工作不穩定，出現間歇工作狀態，必須加一定的假負載才能穩定工作，但是，加了負載，到高壓輸出時的功耗又無法容忍。這是做寬范圍調壓電源的最難解決的問題。不管是反激，還是正激、橋式，都存在這個問題。
本電源為什么沒有這樣的問題，關鍵是挑選IC，本電源用的IC是OB2268APC，OB2268APC有一個特性，當負載很輕時，會自動降頻，沒有假負載也能穩定工作。這類IC，一般占空比都大于50%，只能做反激。
還有一點需要注意的，付邊的匝數要設計得少一些，也就是每匝的電壓要高一些，就不容易發生間歇工作的問題。
這就是設計該電源的核心思想。
以上兩點非常贊同，即輕載，空載的頻率降低，我采用3525的494的也可以，最大占空比0,9，我采用這樣反激也好，還是降壓也好，采用3倍頻率，即最低是三分之一了，不知道你采用的頻率變化范圍是多少倍，固定頻率的的確不是那么好，通常選擇3842的，問題是小功率還可以，大功率的就不大穩定了，還是3525的穩定的多了，那么，沒有電流環那么辦，其實，我的帖子【開關電源技術革命的前景與展望】就提到了這個非常有效的問題，在那里，我主張就是你這里說的次級的匝數減小一些，這樣的占空比提高了，可以提高效率了，就這個兩點了。我的帖子通常就是占空比大于0,5了，因為，占空比小了的效率比較低，占空比大的效率就比較高了，當然，這樣會要求開關管的耐壓適當的選擇高一點，如通常選擇600伏這里通常選擇800伏了.你先回答我，你的最低頻率是幾分之一。
我的思路是，完全諧振頻率的效率最高，那么，調電壓就降壓電路，這樣的范圍就非常寬了，就不是一個問題了。
1、你還是沒有明白問題的關鍵。問題的關鍵不在于是不是降頻，在于選擇的控制IC能不能在完全無負載的情況下穩定工作。降低頻率最多使假負載的功率可以小一些，而不能沒有。還是難于做到寬范圍調壓。
2、你的BUCK+LLC方案，完成寬范圍調壓是BUCK，與LLC毫無關系。
3、在“【開關電源技術革命的前景與展望】”中，你說“諧振”就能讓開關電源技術“革命”啦？真是“只見樹木，不見森林”。諧振電源在整個開關電源領域，只占有很小的范圍。LLC諧振電源做不了大功率（或者必須降頻），DC400V供電，功率上限10KW左右；小功率（如手機充電）用LLC沒有必要。寬電壓輸入，固定電壓輸出做不了；固定電壓輸入，寬電壓輸出也做不了，頻率太高也做不了。諧振電源還有它特有的缺陷，要諧振，就一定有無功電流，諧振電源是以增加導通損耗為代價來降低開關損耗的，當導通損耗達到一定程度，將適得其反。各種不同的拓撲，都有一定的位置，不可以偏廢。開關電源技術革命不是靠個別拓撲的改進發生的。
4、“開關電源技術革命”靠什么？先不要展望，先看看歷史。首先，最早的開關電源是電子管做的，由于成本太高，可以說極其罕見。當半導體晶體管發明后，電源領域開始進入20KHz時代，真正開始了電源的革命。其后，新一代的器件（MOSFET和IGBT）的廣泛應用，引起了開關電源真正的技術革命,這次革命主要是依賴于新器件的開關速度大幅提高為特征。下一次的革命也必將是器件的革命帶動電源的革命，不用展望，已經開始，在高壓（800V以上）領域，SIC將全面取代MOSFET，取代IGBT的時間可能滯后一些；在中低壓（700V以下）領域，氮化鎵將取代MOSFET。
5、在高壓領域，如SIC的MOS管C2M080120D（1200V、32A、80毫歐）,與IXFK32N100P（1000V、32A、320毫歐）比較。SIC的MOS管的導通損耗僅1/4，開關損耗僅1/5。C2M080120D僅比IXFK32N100P價格高50%。氮化鎵同樣性能優異。新器件的價格也在不斷下降。
6、本人用1只C2M080120D做了一個電源，單端正激，輸入DC400V，輸出1500W，頻率110K。C2M080120D只需要散熱器，不需要風扇。
7、結論，使用SIC、氮化鎵器件，可以大幅度提高頻率，在某些應用領域，諧振電源將被淘汰。
做這個電源，還要注意幾個問題
1、本電源的輔助電源有2路輸出，1路給原邊IC（2268）供電，另一路給付邊調壓限流控制供電。如果原邊供電正常，付邊無供電，電源工作在完全失控狀態，必然損毀。為防此事發生，增加了U3、Q3、R13等元件作保護。付邊無供電時，電源停工。
2、電位器RP1是輸出電壓調節電位器，X5端子是接外部調壓的電位器，這2個電位器只需要接一個。
3、本電源的兩個變壓器原邊是并聯的，所以要求原邊電感量一致性要好，電感量不一樣，電流就不一樣，嚴重時會引起電流大的變壓器飽和。
4、變壓器原邊并聯，不宜串聯，串聯有可能電源工作不穩定。
增加了U3、Q3、R13是怎么保護的，可以參考一下嗎？謝謝元件面PCB
看來，你也是井底之蛙了，不是什么LLC最大功率上限10千瓦，即一萬瓦，要知道除塵電源采用就是LLC的技術，已經做到超過10萬瓦了，即8萬伏1,4安有產品了，其實，10萬瓦以上適合LLC技術的，之前移相都不可靠，因為，這個不怕短路的。
其二，就算新器件出現而且也不斷降價，不錯，是可以提高變換效率的，但是沒有用的，因為，器件人人平等，誰都可以采用，我們不是做節能產品，也不是節省電能，這個不是我們關注的，人人平等什么也不是了，落差就是如何利用價值了，器件沒有落差，技術有落差，競爭優勢就是你沒有我有，器件大家有了什么也不是了，還是必須依靠技術的代溝與落差的利用價值了。
其三，什么碳化硅氮化鎵一概垃圾沒有用的，如果不是技術的差距，一文不值了，我們需要的是技術先進先 人一步了，捷足先登了，用什么新器件真的成了狗屁不通了，這個平等，我們需要的是不平等的競爭就是技術的橋梁了，脫離了這個也現實，如最重要的是性價比，新的器件一概是比較昂貴的，就沒有競爭力了，競爭力技術技術的落差鴻溝了，是不是這樣的。
其四，提高頻率只有效率提高，否則，頻率根本提不上去的，損耗效率頻率就可以提高了，老早就有軟開關可以提高效率就提高了頻率了，設備小了，成本低了，否則，損耗大與開關頻率存在正比的關系，效率低頻率必須滴，損耗小效率高的頻率就可以大大提高了，成本低了，這個才是邏輯關系了。
其五，當然主要還是LLC還是相當多人搞不懂，或者一知半解，比較高深難懂了，所以，還是老技術為主流了，就是一些人模仿的LLC就原理一竅不通了，盲目的歪打正著的方式，所以，還是沒有搞懂了，就是這個技術理解難度比較大，一句話，搞不懂了，就是懂一點的也一知半解了，大概就是這樣的。
看我的帖子，你得動動腦子，沒有看明白，就不要亂說。
做的挺好，學習了。但是副邊1400V，原副邊的安規距離也留的太小吧
本電源的開發，目的僅僅是為了自用，因為經常有客戶需要寬輸入電壓的中小功率電源，自己必須有輸出寬范圍可調的供電。
本電源的設計擴展
1、增加輸出功率
提高工作頻率到75K左右，最大輸出功率約700W，即：1400V、0.5A。輸出整流二極管用SIC二極管：C4D02120A，1200V2A
按第6帖所示數據，變壓器窗口尚有余量，可增加原副邊的股數，以降低銅損。
變壓器可能溫升太高，簡單處理可加風扇（用輔助電源12V輸出）。
2、提高輸出電壓：0－2600V可調，0.1A設計
當SVG和直流輸電使用3300V的IGBT時，功率單元需要高位取能電源（輔助電源直接從高壓母線取電，母線電壓不高于2500V。）。高位取能電源的研發，需要0－2600V可調，0.1A的電源作供電。
可以按下表設計變壓器，一個即可。付邊4個繞組，整流濾波后串聯，每組輸出650V。將限流值調到0.2A，以確保低壓輸出時有足夠的功率。
該變壓器設計本人尚未實驗驗證。
MARK
最后要說的問題
用494普通半橋電路也能夠實現輸出寬范圍可調，關鍵是假負載，必須是恒功率假負載，本人曾做過一個輸出5－450V可調，1A的電源。用LM324+NPN三極管（500V），設計了恒功率假負載，約2－3W。
挺好，學習。 你好，原理圖中輔助電源，變壓器4,5腳，同名端是否反了？工程師您好，我是一個電氣的學生，想做一個可調電源，能不能 給我發一份原理圖，不勝感激 810508945@qq.com
學習了，3Q! 當頂！ 天哪，樓主玩這么高的電壓，是玩電子管的吧。 學習學習！ 大功率電感廠家 |大電流電感工廠
