從事電源產品設計的歷程，感觸頗深，借著這篇文章主要想總結一下這些年來自己在單端反激式開關電源設計方面的一些經驗和技巧，期間走了太多的彎路，也吸取了很多的教訓，當然也仍然有很多的不解，由于主題涉及的知識面比較廣，內容篇幅也比較多，先來個框架，我們大家一起來一步一步學習反激式開關電源的設計，歡迎大家猛烈拍磚，如有紕漏還請大神們指正~
★★★★★★★★一步一步精通單端反激式開關電源設計計算工具V1.8（持續優化中）★★★★★★★★（391樓)
■步驟1_確定應用需求（2樓）
_實例（139樓）
■步驟2_根據應用需求選擇反饋電路和偏置電壓（5樓）
_實例（140樓）
■步驟3_確定最小和最大直流輸入電壓VMIN和VMAX，并基于輸入電壓和PO選擇輸入存儲電容CIN的容量（6樓）
3.1、選擇輸入存儲電容CIN的容量
3.2、確定最小和最大直流輸入電壓VMIN和VMAX.
_實例（141樓）
■步驟4_輸入整流橋的選擇（8樓）
_實例（145樓）
■步驟5_確定反射的輸出電壓VOR以及鉗位穩壓管電壓VCLO（9樓）
_實例（150樓）
■步驟6_對應相應的工作模式及電流波形設定電流波形參數KP：當KP≤1時，KP=KRP;當KP≥1時，KP=KDP（15樓）
_實例（151樓）
■步驟7_根據VMIN和VOR確定DMAX（16樓）
_實例（152樓）
■步驟8_計算初級峰值電流IP、輸入平均電流IAVG和初級RMS電流IRMS（17樓）
_實例（153樓）
■步驟9_基于AC輸入電壓，VO、PO以及效率選定MOS管芯片（18樓）
_實例（154樓）
■步驟10_設定外部限流點降低的ILIMIT降低因數KI（19樓）
_實例（155樓）
■步驟11_通過IP和ILIMIT的比較驗證MOS芯片選擇的正確性（20樓）
_實例（156樓）
■步驟12_計算功率開關管熱阻選擇散熱片驗證MOS芯片選擇的正確性（21樓）
_實例（157樓）
■步驟13_計算初級電感量LP（22樓）
_實例（158樓）
■步驟14_選擇磁芯和骨架，再從磁芯和骨架的數據手冊中得到Ae，le，AL，和BW的參考值（28樓）
_實例（159樓）
■步驟15_根據初級電感量大小以及磁芯參數計算初級繞組圈數NP（31樓）
_實例（162樓）
■步驟16_計算次級繞組圈數NS以及偏置繞組圈數NB（32樓）
_實例（163樓）
■步驟17_確定初級繞組線徑參數OD、DIA、AWG（33樓）
_實例（166樓）
■步驟18_步驟23-檢查BM、CMA以及Lg。如果有必要可以通過改變L、NP或NS或磁芯/骨架的方法對其進行迭代，直到滿足規定的范圍（34樓）
_實例（167樓）
■步驟24 –確認BP≤4200高斯。如有必要，減小限流點降低因數KI（35樓）
_實例（179樓）
■步驟25 –計算次級峰值電流ISP（36樓）
_實例（180樓）
■步驟26 –計算次級RMS電流ISRMS（45樓）
_實例（181樓）
■步驟27 –確定次級繞組線徑參數ODS、DIAS、AWGS（48樓）
_實例（182樓）
■步驟28 –確定輸出電容的紋波電流IRIPPLE（49樓）
_實例（184樓）
■步驟29 –確定次級及偏置繞組的最大峰值反向電壓PIVS,PIVB（50樓）
_實例（185樓）
■步驟30 –根據VR和ID選擇輸出整流管（51樓）
_實例（186樓）
■步驟31 –輸出電容的選擇（66樓）
_實例（188樓）
■步驟32 –后級濾波器電感L和電容C的選擇（70樓）
_實例（189樓）
■步驟33 –從表10選擇偏置繞組的整流管（83樓）
_實例（190樓）
■步驟34 –偏置繞組電容的選擇（85樓）
_實例（191樓）
■步驟35 –控制極引腳電容及串聯電阻的選擇（86樓）
_實例（192樓）
■步驟36 –根據圖3、4、5及6中所示的參考反饋電路的類型，選用相應的反饋電路元件（88樓）
_實例（193樓）
■步驟37 –環路動態補償設計，以TOP-GX系列芯片為例
37.1 、TL431工作條件分析（95樓）
37.2 、零極點基礎知識（96樓）
37.3 、TOPSWITCH控制環路分析基礎知識（98樓）
37.4 、TOPSWITCH控制環路分析（100樓）
■一步一步精通單端反激式開關電源設計計算工具V1.1與PI EXPERT設計結果驗證對比報告（312~313樓）
*電路調試問題總結
一、解決MOS管溫升過高問題（202樓）
二、解決輸出整流管溫升過高問題（210樓）
三、解決上電時輸出過沖幅度太大的問題（211樓）
四、解決輸出電壓100HZ工頻紋波太大的問題（212樓）
五、解決高頻變壓器溫升過高問題（215樓）
六、提高開關電源效率問題（216樓）
七、解決變壓器高頻嘯叫問題（220樓）
八、以初級峰值電流為例驗證設計裕量的重要性（226樓）
九、關于SOT-23封裝和TO-92封裝TL431使用心得（232樓）
十、最壞條件測試一——最大漏極電壓（233樓）
十一、最壞條件測試二——最大漏極電流（234樓）
十二、最壞條件測試三——主要功率元件熱檢查（235樓）
十三、對制成成品后的開關電源板進行三防漆噴漆工藝處理（272樓）
十四、關于變壓器開氣隙位置的建議（275樓）
十五、關于變壓器開氣隙方式的建議（276樓）
十六、關于匝比不變的情況下增加和減少變壓器匝數的影響（284樓）
十七、從開關應力角度深入理解反射電壓VOR的選擇范圍（290樓）
十八、關于工程上磁芯開氣隙的大小建議（293樓）
十九、關于峰值磁通密度驗證時的大小建議（295樓）
二十、關于計算繞組匝數時使用的最大交流工作磁通密度BM和最后設計驗證時驗證的BM的關系（296樓）
二十一、關于選用繞組線徑大小和繞組股數層數的建議（308樓）
二十二、關于計算初級繞組電感量時使用儲能方程式還是脈動電流方程式的問題（360樓）
二十三、輸出二極管RC吸收電路的參數設計（待驗證）（399樓）
*PCB LAYOUT幾點注意事項
PCB LAYOUT技巧一：關于浪涌防護電路（237樓）
PCB LAYOUT技巧二：關于L和N走線層的建議（238樓）
PCB LAYOUT技巧三：關于散熱片下方走線時建議打白油處理（241樓）
PCB LAYOUT技巧四：關于用多個元件串并聯代替單個元件的建議（245樓）
PCB LAYOUT技巧五：建議設計時預留關鍵測量信號的測試點（246樓）
PCB LAYOUT技巧六：建議通用件至少預留兩種通用封裝（251樓）
PCB LAYOUT技巧七：對絕緣耐壓有要求的場合或大的功率元件下方PCB板建議間隔性開孔處理（270樓）
PCB LAYOUT技巧八：正確選擇單點接地（271樓）
*電氣參數測量注意事項
一、MOSFET開關管漏極電壓的測量（252樓）
二、測量整流橋輸出電壓（253樓）
三、測量電源效率的測量方法（254樓）
四、主要功率元件溫升的測量（256樓）
五、輸出紋波測試注意事項（258樓）
六、輸出電壓上升/下降時間測試注意事項（262樓）
*實例常規性能測試結果
一、實例功率因素、效率和能效測試結果（259樓）
二、實例輸出紋波測試結果（260樓）
三、實例輸出電壓上升/下降時間測試結果（261樓）
四、實例輸出過沖幅度測試結果（263樓）
五、實例MOS開關管漏極、柵極工作波形測試結果（264樓）
六、實例輸出過流保護測試結果（265樓）
七、實例輸出短路保護測試結果（266樓）
八、實例負載調整率測試結果（269樓）
※附件1—— 《一步一步精通單端反激式開關電源設計》WORD版（119樓）
※附件2—— 實例講解原理圖（SCH）設計源文件（194樓）
※附件3——TDK磁性材料與骨架參考資料（183樓）
※備注1—— 關于散熱片熱阻和面積的簡單關系（122樓）
※備注2——波特圖繪制軟件MATHCAD15下載鏈接（277樓）
※備注3——很好的開關電源入門軟件PIExpertSuiteSetup64下載鏈接（278樓）
步驟1_確定應用需求。
首先在設計之前需要簡單的了解下單端反激式開關電源需要確定哪些應用及設計需求：
1.1、流輸入最小電壓：VACMIN，單位V；交流輸入最大電壓：VACMAX，單位V
交流輸入電壓大小主要受限于國家電網單相市電輸出標準，常見的交流電壓輸入范圍有：
|
⑴寬電壓范圍：AC85~265V；⑵230或115倍壓整流:AC195~265V；⑶自定義輸入范圍； |
1.2、交流輸入電壓頻率：FL，單位HZ
50HZ或者60HZ，詳細信息可百度下世界電網頻率表即可。本例設計取50HZ
1.3、開關頻率：FS，單位KHZ
大于20KHZ，常用50KHZ~200KHZ，具體由開關芯片決定。
1.4、輸出電壓：Vo，單位V
取決于用戶應用需求，主要由負載工作電壓決定
1.5、輸出電流：IO，單位A
取決于用戶應用需求，主要由負載工作電流決定
1.6、電源效率：η
低電壓（5V以下）輸出時，效率可取75%；
中等電壓（5V到12V之間）輸出時，可選80%；
高壓（12V以上）輸出時，效率可取85%；
可參考開關芯片廠商數據手冊建議，如果沒有更好的參考依據，可以使用80%~85%
1.7、負載調整率：SI
參考開關芯片產品規格書，例PI公司的TOP246Y提供4重負載調整率：±10%，±2.5%，±1%，±0.2%
1.8、損耗分配因子：Z
如果Z = 1，說明所有損耗都在次級側。如果Z = 0，說明所有損耗都在初級側。如果沒有更好的參考數據，可以使用Z = 0.5。
1.9、空載功率損耗：P_NO_LOAD，單位MW
可參考開關芯片廠商數據手冊建議。
1.10、輸出紋波電壓：VRIPPLE，單位MV
小于200MV，具體大小取決于用戶實際需求和該開關電源具體的應用領域。
放假不愁沒的看啦
白天出去轉轉，晚上回來繼續寫
步驟2_根據應用需求選擇反饋電路和偏置電壓
同樣以PI公司的TOP系列芯片為例，其他品牌開關芯片的選取原則同樣可以基于此原則。首先解釋個名詞術語：
2.1、負載調整率
百度百科是這樣解釋的：
負載調整率 (LOAD REGULATION)步驟3_確定最小和最大直流輸入電壓VMIN和VMAX，并基于輸入電壓和PO選擇輸入存儲電容CIN的容量
3.1、選擇輸入存儲電容CIN的容量
⑴輸入濾波電容器容量的選擇（簡單估算）
為降低整流濾波器的輸出紋波，輸入濾波電容器的容量CI必須選的合適。令每單位輸出功率(W)所需輸入濾波電容器容量(μF)的比例系數為k，當交流電壓u=85～265V時，應取k=(2～3)μF／W；當交流電壓u=230V(1±15％)時，應取k=1μF／W。輸入濾波電容器容量的選擇方法詳見附表l，Po為開關電源的輸出功率。
⑵輸入濾波電容器容量的選擇（準確計算）
準確計算輸入濾波電容器容量的方法輸入濾波電容的容量是開關電源的一個重要參數。CI值選得過低，會使UImin值大大降低，而輸入脈動電壓UR卻升高。但CI值取得過高，會增加電容器成本，而且對于提高UImin值和降低脈動電壓的效果并不明顯。
① 對于正常輸入電壓范圍：輸入電壓為AC195-265V，那么最低輸入電壓為AC195V，在該輸入電壓的情況下，整流后輸出電壓峰值一般為195*√2=275V，輸入電容的選擇一般根據整流后最低輸出電壓來計算，如果我們考慮整流后最低輸出電壓為240V，則有
由195×1.414sinwt=240，可以計算wt=61,可以計算出在單個脈動周期內，
② 對于寬輸入電壓范圍：輸入電壓為AC85-265V，那么最低輸入電壓為AC85V，在該輸入電壓的情況下，整流后輸出電壓峰值一般為85*√2=120V，輸入電容的選擇一般根據整流后最低輸出電壓來計算，如果我們考慮整流后最低輸出電壓為90V，則有由85×1.414sinwt=90，可以計算wt=49,可以計算出在單個脈動周期內，
③
綜上：設計合理。
一般設計時，設定橋式整流管連續導通時間tc = 3ms，則放電時間為7ms；
3.2、確定最小和最大直流輸入電壓VMIN和VMAX.
考慮到鋁電解電容 20%的容量誤差和容量會隨著時間推移逐漸減少，根據上面計算再綜合考慮選擇合適的電容容量后，就可以確定最小和最大直流輸入電壓VMIN和VMAX了，同理由以上公式2變形公式得：
吃飯去了，晚上繼續 目前一知半解 很詳細，學習了 大家一起交流學習，呵
步驟3_確定最小和最大直流輸入電壓VMIN和VMAX，并基于輸入電壓和PO選擇輸入存儲電容CIN的容量_實例：
3.1、選擇輸入存儲電容CIN
本例采用簡單估算的方法
首先：PO= 32V * 1.9A = 60.8W
由于輸入電壓(AV195V~AC265V) ∈ AC230V(1±15%)，故選擇輸入存儲電容CIN≥60.8UF即可，考慮到輸入電容在高低溫等惡劣條件下容量會有一定的損耗，但CI值取得過高，會增加電容器成本，而且對于提高UImin值和降低脈動電壓的效果并不明顯。我們選擇CIN = 1.2 *PO = 91.5UF，取常用型號CIN = 100UF/400V。
3.2、確定最小和最大直流輸入電壓VMIN和VMAX.
不知道樓主是怎么算的輸入最低電壓 全電壓：AC85-265V
我知道的公式是Vin（min）=^2*VAC（min）=120V
不知道樓主算的輸入最低電壓有256V
搞不懂
我這里是以(AV195V~AC265V) ∈ AC230V(1±15%)舉例的。 哦 謝謝樓主解惑 請問大蝦：整流后最低輸出電壓取值有講究嗎？ 整流后最低輸出電壓的大小會影響后續最大占空比、輸入平均電平、初級繞組電感量等因數的選擇，建議選擇整流后最低輸出電壓時按照tc=1~4ms進行設計，至于整流后最低輸出電壓是否合適，建議在EXCEL設計工具中對相關影響因數綜合進行驗證，我習慣按照tc=2ms或3ms計算出理論值后，然后在常規型號中選擇一個最為接近的電容規格，后續的所有設計就基于這個選擇的參數進行計算。 受教了！ 樓主，有個非常困惑的地方，設計初期將tc取為2ms，則可以計算出濾波后最低電壓和濾波電容，之后在常規型號中選一個容量接近計算值的電容。然后用所選電容反推出最小濾波電容，在反推過程中tc是否還是按照設計之初的2ms進行計算（如果這個算感覺不合理，電容值變了，tc肯定要變）。但是不按照2ms的話感覺通過電容值反推電壓值的計算太復雜了。不知道大神在這一步是怎么處理的
本人菜鳥，按步驟推算了一下 發現這里的Tc算出來怪怪的...還請賜教1/4Fl-49/2πFl Fl是線電壓的頻率嘛 取50 則推出來是1/4*50-49/2*3.14*50，得出來的結果是個負數，很是疑惑還請大俠指教
建議公式推倒過程中最好全程用弧度而不是角度
比如對sin平方積分的時候...
請問大蝦：tc=1/4fl-* 這個公式，是給定的？|還是推算出來的？想不明白，就是電容充電時間
還有您這個2πFL，這個L是是最小頻率么？，希望指點下，Tc這個公式，非常感謝 FL是交流電的頻率，不要把F和L分開。 那是50HZ 謝謝，看了好久終于弄清楚這個TC的來歷了，真是哭暈在廁所樓主，你好，我看了你的這兩個計算輸入電容和最小輸入電壓的公式后，有個疑問：在電容公式中假設了最小直流輸入電壓后才計算出電容的，而后在計算最小輸入電壓的時候，又假設了輸入電容，這有點不明白。
原本的初衷是這樣想的，在假設了最小直流輸入電壓的情況下計算最小輸入電容，之后在電容的常用規格系列中選擇一個最接近計算出來的規格，之后再以確定下來的電容反推最小直流電壓，不知道這樣說理解了沒 文章計算電容時，列了很多公式，這些公式可靠嗎？有很多估值的地方，會離理想值會越來越遠嗎？ 分析的好，學習和參考
樓主你好，你的帖子對我幫助非常大，十分感謝。仔細推敲之下我有幾個小疑問。
1.在計算放電時間的時候你直接用（0.5*T-tc）,默認從峰值開始放電，但理論上是在峰值之后放電的，這是考慮到電容裕量嗎？
2.Q=PIN*t(放電時間)，為什么電容的放電功率可以用總輸入功率來代替？望指教
再次感謝！
上面TC公式和下面TC公式分式相同，但算出的結果不一樣。
后面帖子有解釋。了解了。
根據您的公式，算出來的Vmin很小，比如90Vrms時 大概為77V，為此研究發帖，還是沒有搞定，跟網上有人的經驗和有些書上出入很大，很是納悶，該怎么選？
po為什么等于60哇
步驟2_根據應用需求選擇反饋電路和偏置電壓_實例：
首先根據應用需求中負載調整率：SI=±0.2%來確定反饋電路的類型，本例選擇“光耦/TL431”反饋電路類型，偏置電壓選擇VB=13.5V;
偏置電壓為什么選擇VB=13.5V ？
這個偏置繞組電壓一般由選定的MOS管芯片給出建議值，這里的實例是以PI公司的TOP 246Y芯片為例舉例的，由PI EXPERT軟件可知，VB的推薦值是12V，
選擇VB=13.5，是考慮到變壓器繞制工藝10%誤差，VB=12*1.1=13.2V，取13.5V
以上是個人的理解，供參考
請問哪里是偏置電壓，我剛學開關電源，大神指點下啊！ 是這樣的，隔離的反激式開關電源的變壓器器繞組一般包括輸入繞組，輸出繞組和偏置繞組，偏置繞組的目的是為了給MOS管芯片提供參考工作電壓用的，而偏置電壓就是偏置繞組輸出的電壓大小，這個值在MOS管芯片的應用手冊收一般都會給出來的~ OK，明了。
偏置繞組電壓一般由選定的MOS管芯片給出建議值，這里我不太理解？MOS管規格書會寫出這個嗎？能否截個圖告知我一下。我找了很久沒找到也沒理解到意思啊
簡單來說，MOS管的數據手冊中的參數規格表都是在特定值的情況下測得的，這些特定值可以作為我們設計MOS驅動電壓的參考。詳細選擇可以參考數據手冊中VDS和ID的關系曲線圖
這里主要做環路補償用的，建議你先看下
步驟37 –環路動態補償設計，以TOP-GX系列芯片為例 先~
請問樓主 光耦上面的那個電阻的取值是如何來的？ 你可以看下95樓的實例講解，里面有詳細的取值原則好貼.....
你好，有個TOP247R的應用，發現TL431和R5,R10兩個電阻的溫度都在100°左右了
1.7、負載調整率：SI=±0.2%；
1.8、損耗分配因子：Z = 0.5；
1.9、空載功率損耗：P_NO_LOAD<=800MW；
1.10、輸出紋波電壓：VRIPPLE<200MV。
樓主，為什么開關頻率選取132KHz啊，依據什么選擇
選擇的IC的頻率，比如NCP1251 這種IC的頻率是65K 這個開關芯片參數第一格都會告訴你 頂一個 頂！！！！ 多謝支持~ 非常好！！ 呵呵，多謝支持，等出差回來后繼續更新，歡迎關注~ 學習學習，謝謝樓主分享，資料真的好詳細啊。 學習。。。。 學習 加一層~~ 內容詳實，樓主蠻有魄力的，希望大家共同學習。 學習和參考的好機會 學習學習，現在各種電源都要做，搞得有點頭大
步驟4_輸入整流橋的選擇
50HZ交流電壓經過全波整流后變成脈動直流電壓u1，再通過輸入濾波電容得到直流高壓U1。在理想情況下，整流橋的導通角本應為180度（導通范圍從0度~180度），但由于濾波電容器C的作用，僅在接近交流峰值電壓處的很短時間內，才有輸入電流經過整流橋對C充電。50HZ交流電的半周期時間為10ms，整流橋的導通時間tc≈3ms，其導通角僅為54度（導通范圍是35度~90度）。因此，整流橋實際通過的是窄脈沖電流。橋式整流濾波電路的原理如圖1(a)所示，整流濾波電壓及整流電流的波形分別如圖1(b)和1(c)所示。
整流橋的主要參數有反向峰值電壓UBR(V),正向壓降UF(V),平均整流電流Id(A),正向峰值浪涌電流IFSM(A),最大反向漏電流IR(uA)。整流橋的反向擊穿電壓UBR應滿足下式要求：
舉例說明，當交流輸入電壓范圍是85~132V時，umax=132V，由式（1）計算出UBR=233.3V,
可選耐壓400V的成品整流橋。需要指出，假如用4只硅整流管來構成整流橋，整流管的耐壓值還應進一步提高。譬如可選1N4007(1A/1000V)、1N5408(3A/1000V)型塑封整流管。這是因為此類管子的價格低廉，且按照耐壓值“寧高勿低”的原則，能提高整流橋的安全性與可靠性。
選擇平均整流電流IAVG。
方法一：
設交流輸入有效值電流為IRMS，計算IRMS的公式如下：
式中，PO為開關電源的輸出功率，η為電源效率，μmin為交流輸入電壓的最小值，cosφ為開關電源的功率因數，允許cosφ=0.5~0.7。由于整流橋實際通過的不是正弦波電流，而是窄脈沖電流，因此整流橋的平均整流電流Id<IRMS,一般可按Id=（0.6~0.7）IRMS來計算IAVG值。
例如，設計一個7．5V／2A(15W)開關電源，交流輸入電壓范圍是85～265V，要求η=80％。將Po=15W、η=80％、umin=85V、cosψ=0．7一并代入(2)式得到，IRMS=0．32A，進而求出Id=0．65×IRMS=0．21A。實際選用lA／600V的整流橋，以留出一定余量。
方法二：
●VR≥1.25*2*VACMAX;其中VACMAX從步驟1中得到。
●ID≥2*IAVG;其中ID為整流橋的電流額定值，IAVG為平均輸入電流。
變壓器輸入平均電流IAVG =POη*VMIN，其中VMIN從步驟3中得到，η從步驟1得到。
這里面的 變壓器輸入平均電流IAVG=POη*VMIN，是不是錯了，應該為IAVG==PO/(η*VMIN)吧？不知道我說的對不對？
導入進來的時候論壇對公式的支持不怎么好，導致中桿丟失，幸虧你指出來了，馬上更正
我買的磁芯估計繞不了350匝，準備按您的步驟重新算一下參數。 求原邊平均值的時候 與D 占空比無關嗎，為什么我的算法里有占空比，求解 IAVG==PO/(η*VMIN)---->IAVG=PO*η/VMIN這種模式，我感覺是正確的
首先，PIN=PO/η
然后IAVG=PIN/VMIN=PO/(η*VMIN),應該是正確的
步驟4_輸入整流橋的選擇_實例：
■首先根據公式Id=（0.6~0.7）*IRMS=（0.6~0.7）*[PO/(η*VACMIN*cosφ)計算Id值：
Id ≥ 0.7*60.8/（0.8*195*0.5）=0.546A
■其次根據公式UBR≥1.25*√2 *VACMAX計算UBR值：
UBR≥1.25 * 1.414 * 265 =468V
綜上，要求輸入整流橋的Id≥0.546A，UBR≥468V，考慮到設計裕量，一般Id預留3倍裕量，UBR預留1.5倍裕量，可選擇
Id=2A，UBR=700V規格及以上的整流橋比較可靠~
樓主，你這里都沒有考慮浪涌時的瞬時電壓，輸入端沒有任何保護器件，壓敏的殘壓比較高，這里選擇整流橋應該是不行的，應該使用整流二極管才能扛得住 是的，你考慮的比較全面，不過一般我們都會在電源入口增加氣體管和壓敏等浪涌防護電路，習慣性我一般差模之間加一個20D471的壓敏，共模加一個470V氣體管串壓敏對殼，這里由于20D471的鉗位電壓都到700多V去了，是有點風險，所以工程上我一般對UBR預留更大的設計裕量，選擇1000V的整流橋，即滿足設計裕量，又通用。整流二極管組件整流橋的話不建議使用，主要原因帖子中也粗略說了下。不過還是感謝提出的這個設計風險，對于產品的可靠性很有幫助 贊 樓主你好，對于有PFC電路的電源，整流橋的Id也可以這樣計算的嗎？ 贊步驟5_確定反射的輸出電壓VOR以及鉗位穩壓管電壓VCLO
5.1 VOR的確定
當開關管斷開，變壓器能量傳輸時，次級線圈電壓通過匝比反射到初級的電壓即為反射電壓。VOR一般在80V~135V之間選取，選取應符合以下規則：
（1）VOR越高，可減小輸入電容的容值，提高低壓時的能量傳輸；
原因：
根據伏秒積定律有：(VMIN-VDS)*TON=VOR*TOFF
VOR越高，DMAX越大，可減小輸入電容的容值，提高低壓時的能量傳輸。
（2）VOR越高，增加變壓器的漏感，降低效率，EMI增大；
原因：
（3）VOR大于135V，容易把開關管擊穿，VOR小于80V容易引起開關管在啟動時的保護。
原因：
5.2 確定RCD+Z鉗位的大小
注意：
① VRCD是計算出理論值，再通過實驗進行調整，使得實際值與理論值相吻合．
② VRCD必須大于VOR的1.3倍．（如果小于1.3倍，則主MOS管的VD值選擇就太低了）
③ MOS管VD應當小于VDC的2倍．（如果大于2倍，則主MOS管的VD值就過大了）
④ 如果VRCD的實測值小于VOR的1.2倍，那么RCD吸收回路就影響電源效率。
⑤ VRCD是由VRCD1和VOR組成的
⑥ RCD吸收回路的R值越小，開關電源的效率越低；R值越大，MOS功率管有可能被擊穿。
1.測量變壓器的初級漏感Lik
初級繞組的漏感量可以通過測試來獲得，常用方法是，短路各個次級繞組測試此時的初級繞組的感量，這個值就是初級繞組的漏感量。需要注意的是，測試頻率應采用變換器的工作頻率。
當然，批量生產時不可能采取逐個測試的方法，這時，可確定一個百分比來估計整個批次的漏感值，這個百分比通常是在1%--5%
2.確定設計的電源的開關頻率fs
3.確定正確的峰值初級電流IP
4.確定初級MOSFET 所允許的總電壓，并根據以下公式計算
5.確定箝位電路的電壓紋波Vdelta
（注釋：建議典型值應為 Vmaxclamp的10% 。）
6.根據以下公式計算箝位電路的最小電壓：
V minclamp = V maxclamp - V delta
7.根據以下公式計算箝位電路的平均電壓Vclamp：
V clamp = V maxclamp - V delta/2
8.根據以下公式計算漏感中貯存的能量：
16.應使用快速或超快恢復二極管，將其用作箝位電路中的阻斷二極管。
（注釋：在有些情況下，使用標準恢復二極管有助于提高電源效率及 EMI 性能。用作此用途的標準恢復二極管必須列明指定的反向恢復時間。使用這種二極管時應特別注意，確保其反向恢復時間低于可接受的限值。如果未經全面評估，不建議批準基于標準恢復二極管的設計。）
17. 阻斷二極管的峰值反向電壓值應大于：1.5*Vmaxclamp
18. 阻斷二極管的正向反復峰值電流額定值應大于IP ，如果數據手冊中未提供該參數，則平均正向電流額定值應大于：0.5*IP
（注釋：二極管的平均正向電流額定值可指定為較低值，它主要受熱性能的約束。應在穩態工作期間及最低輸入電壓條件下測量阻斷二極管的溫度，以確定其額定值是否正確。散熱性能、元件方位以及最終產品外殼都會影響到二極管的工作溫度。）
您好，想問您一下，當 D ≥ DMAX 時是不是從斷續模式，進入連續模式？謝謝 一般你設計時，是按最低輸入電壓情況下計算DMAX，也就是說，如果你是按DCM設計的，一般都是工作在DCM模式下的，但是，這些畢竟是理論數據，實際情況下還是可能會從DCM模式到CCM模式的，例如繞制變壓器時，氣隙的大小會影響電感量，如果初級電感量偏小了，最小電壓時是有可能進入CCM模式的。 感量越大，才會進入ccM？
步驟5_確定反射的輸出電壓VOR以及鉗位穩壓管電壓VCLO_實例
■首先根據
本例以效率作為優先考慮原則，選擇確反射的輸出電壓VOR=110V.
■VCLO=1.5*VOR=110*1.5=165V
看了你上面關于RCD的參數計算，有點小暈，不知道大蝦可能舉個實例分別計算下RCD的參數選擇，你上面只舉了VCLO怎么計算的 您好，我測漏感時，按你說的，把別的線圈全部短接，但是我測量的這個線圈的漏感值一直在慢慢的下降是怎么回事？非常非常慢慢地下降，大概好幾秒下降0.1uh。 測試漏感前先對測試儀器進行校準，具體校準方法參考測試儀器說明書，測試時，將變壓器輸出級短路，然后進行測試，測試結果一般可以控制在你初級電感量的1%～3%，應該測試出來是很穩定的，至多小數點最后幾位有點波動而已您好：請問您為什么強調“需要注意的是，測試頻率應采用變換器的工作頻率。”
我有疑問了：1.頻率跟漏感之間有什么關系？
2.我如果用信號發生器產生我需要的頻率，是直接接在變壓器的待測線圈兩端嗎（別的線圈短接）？但是這樣怎么測量漏感呢？
你用的什么測試設備，用LCR測試就可以了呀，LCR本身就可以發出設置頻率的激勵源，然后測出目標值，不需要額外的信號發生器的。
至于頻率，一般是以接近實際工作頻率的值進行測試，例如你MOS工作在40k左右，那就用40k頻率測量，也有人用1khz去測量，這個我問過做變壓器的，他們也沒有一個明確的說法，說兩種測試方法都有，這個你可以了解確認一下
我用的是手持式的RLC測量表，跟手持式萬用表差不多大的。我把頻率調到10KHZ，測的的初級漏感為29uh，頻率為1KHz時，測得的漏感為42.3uh。我的初級電感量為理論值2.007mh，實際值為2.029mh。 應該差不多吧，實際中再調試好了。 電感測試頻率越高，測試出來的電感量越小，牽涉到計算，所以要調到接近工作頻率，以那個頻率測試出來的結果為依據 漏感測量一般用10K，1V 方法不同，測試出來的漏感有天壤之別！！！！！！！！！ 是的，一般建議使用接近實際工作開關頻率的測試頻率對漏感大小進行測量，由于有的變壓器廠家測試漏感時一般都習慣性使用1KHZ測量，所以如果手頭沒有LCR測試儀，在打樣變壓器的時候最好和廠家確認清楚 我試過用不同頻率測量漏感值還是有差別的，但是相差不大的，只要變壓器繞制工藝合理，然后漏感值在可接受范圍內就好了，測試的漏感值大小主要是為了理論計算初級RC吸收電路用，RC吸收參數的大小還是要根據實際吸收波形進行調整的 您好：可有計算與MOSFET并聯的RCD參數計算 方面的公式、資料等？ 是與MOS管并聯還是與變壓器初級繞組并聯？ 如果是與變壓器初級繞組并聯的RCD，可參考步驟5 您好，您在步驟5.1.（1）中說“VOR越高，DMAX越大，可減小輸入電容的容值，提高低壓時的能量傳輸。”請問為什么“DMAX越大，可減小輸入電容的容值，提高低壓時的能量傳輸？“您能解釋下嗎？
這里講的有點太籠統的，其實還是應該有個條件限制的比較好
這個應該看MOS管開關頻率fs以及所選的MOS管內阻大小RDS(ON),換句話說，也就是看MOS管導通損耗和開關損耗哪個占損耗的主導因素（有關MOS管損耗相關計算見步驟12中公式）：
1.開關損耗占主導：開關頻fs率高且內阻RDS(ON)低時，開關損耗占大頭那么VOR小點效率會高些;
2.導通損耗占主導：一般來說，對于100k以內的開關頻率而且使用一般的MOS管，其導通損耗還是占大頭，主題帖的實例也可以簡單的看出來，就是說VOR大越高→占空比越大→初級電流有效值越低→MOS管導通損耗減小，效率就越高→效率一定的前提下，要求的輸入能量就越低→要求的低壓就越低→要求的輸入電容就越小。
以上存屬個人理解，歡迎一起討論。
占空比越大→初級電流有效值越低 對這點有點疑問，首先峰值電流Ipk=Udcmin*Dmax/（Lp*Fs） 那么D的增大，Ipk則會增大，而初級Irms=Ipk*√Dmax/3 這有效值電流不是增大了？
Irms和Ipk、Dmax兩個因素相關，而不能只看D的增大，Ipk則會增大，Irms就增大，這里想看Irms和Dmax的關系，最好的辦法是在EXCEL里面通過增大和減小占空比來看Irms的變化，個人建議 請指教下，看看你的步驟以及驗算。 受教了 好帖子，頂一下~~ RCD電阻PW怎么計算 這個在9樓的步驟5有詳細說明，你先看一下，不清楚的話我們再一起探討 你的計算公式是對的，所有要么是匝比給的是錯的，要么反射電壓選的太低了。后者的可能性更大。我在按PI公司的芯片資料（TOP266)做一個12v2.5A的穩壓電源，資料原理圖中輸出二極管VD是用SB560的型號，即5A，放射電壓60V，而資料中變壓器匝比是58:6=9.6，根據公式VOR/VO+VD=9.6，即60/9.6=VO+VD=6.25，這個值比VO值12V小得太多，不理解，是否我理解錯誤，請指教,
樣品是按照資料圖紙一模一樣做出來的，輸出空載電壓3V，就是沒工作，就差了沒炸片
你好，樓主，當輸入電壓的范圍是300V～900V時，反射電壓VOR建議選擇多少V？請問您的問題解決了么，我現在再做一個462--564V的反激電源，請問我的Vor去多少合適呢？
樓主理解的太深刻了！學習了！！ 請問 如何確認第三點的 峰值初級電流IP呢？望指教！ 發現發帖時對數學公式的支持不是很好，所以很多有公式相關的地方我都是在自己的電腦上用WORD處理好后，然后采用截圖的辦法上傳上來，不知道有什么好的辦法。。。
看到這么好的帖子先頂一個！
您說的帖子中輸入公式的問題記下啦，我們會看看有什么好的解決方法沒有。
目前網上也有很多類似的資料，但個人覺得都不夠基礎，不夠深入，不夠追根溯源，所以總結了一下，雖然有部分資料也參考了網上的資源，但是都在自己理解的基礎上加以了深入的剖析，個人覺得非常適合反擊式開關電源設計的初學者以及為進一步深入學習的電源工程師做鋪墊，后面還有很多設計過程，這幾天有空慢慢整理，呵！輸入公式要是能像WORD那樣有個數學公式的組件就好了，再或者只要支持能從WORD里編輯好粘貼過來也行。現在的問題是WORD里編輯好的公式粘貼過來后會丟東西，比如根號什么的粘貼過來后就沒有了，所以目前采用的傻辦法，WORD里編輯好后用截圖的方式粘貼過來的
好嘀，記下啦！
步驟6_對應相應的工作模式及電流波形設定電流波形參數KP：當KP≤1時，KP=KRP;當KP≥1時，KP=KDP
KP用以表征開關電源的工作模式(連續、非連續)。連續模式時KP小于1，非連續模式KP大于等于1. KP較小，意味著更為連續的工作模式和較大的初級電感量，且初級的IP和IRMS值較小，此時可選用較小功率的MOSFET，但高頻變壓器體積相對要大；反之，當選取的KP較大時，表示連續性較差，此時高頻變壓器體積相對較小，但需要較大功率的功率開關。在輸入電壓和輸出功率相同時，連續模式的初級電感量大約是不連續模式的4倍。設計成連續模式，初級電路中的交流成分要比不連續模式少，可減小MOSFET和高頻變壓器的損耗，提高電源效率，但工作環路穩定性不好控制，許多設計師寧可采用非連續狀態（KP=1.0）設計，這樣控制環路較容易穩定。對于KP的選取需要根據實際不斷調整取最佳。
對于KP的選取，一般由最小值選起，即當電網入電壓為100 VAC/115 VAC或者通用輸入時，KP=0.4;當電網輸入電壓為230 VAC時，取KP=0.6，非連續模式設計當中，設定KP=1，KP值必須在表5所規定的范圍之內。
下面從幾個方面來討論兩種模式的優缺點。
(1)功率元器件的選擇
在DCM模式下,初級電流和次級電流的大小是CCM模式下的兩倍多,大的峰值電流需要電流應力比較高的MOSFET和二極管,這樣勢必會增加元器件的成本,因此如果從功率元器件的選擇方面來進行比較的話,選擇CCM模式會比DCM模式占優勢。
(2)變壓器體積。
從鐵心窗口面積與截面積的乘積的比值可以看出,DCM模式下的反激式變壓器要比CCM模式下的反激式變壓器小很多。但是在實際應用中,由于DCM模式下的磁密變化幅度比CCM模式下的要大,如圖3所示,所以其鐵心的鐵損也更大。因此在上面鐵心窗口面積與截面積的乘積公式的計算時,對于DCM模式,最大磁密Bm的取值必須要更小一些。實際的DCM模式下的變壓器會比CCM模式下的小,但是沒有理論公式計算的那么小。
(3) 輸出濾波器LC的大小。
DCM模式有較大的次級峰值電流,開關管關斷時刻,所有的次級大電流流入電容C,假設其等效串聯電阻為Resr,這將產生窄而高的輸出電壓尖峰Ip(Np/Ns)Resr。而通常來說,電源是以有效值或峰-峰基值來規定輸出電壓紋波要求的,尖峰的寬度通常小于0.5Ls(隨時間常數Resr不同而不同),因此這樣的高尖峰的有效值很小。當選用大容量輸出濾波電容時,電流很容易滿足有效值紋波要求,但電源會輸出危害很大的尖峰電壓。因此,通常要在反激式變換器后面加小型的LC濾波器。因為在DCM模式下有較高的尖峰電壓,所以需要LC值較大的濾波器以達到滿足紋波要求的目的。DCM模式較大容量的LC濾波器需要占用較大的體積,這在一定程度上縮小了反激式開關電源工作在DCM模式和CCM模式下體積大小的差距
(4) 從其它方面來分析。
除了可以從上面的因素來分析兩種模式對開關電源的影響之外,還可以從損耗以及EMI等方面來分析。譬如,由于DCM模式下初級和次級電流都比較大,同等條件下的損耗會相應的增大,以至于降低開關電源的效率。
步驟6_對應相應的工作模式及電流波形設定電流波形參數KP：當KP≤1時，KP=KRP;當KP≥1時，KP=KDP_實例
KP用以表征開關電源的工作模式(連續、非連續)。連續模式時KP小于1，非連續模式KP大于等于1.。KP較小，意味著更為連續的工作模式和較大的初級電感量，且初級的IP和IRMS值較小，此時可選用較小功率的MOSFET，但高頻變壓器體積相對要大；反之，當選取的KP較大時，表示連續性較差，此時高頻變壓器體積相對較小，但需要較大功率的功率開關。在輸入電壓和輸出功率相同時，連續模式的初級電感量大約是不連續模式的4倍。設計成連續模式，初級電路中的交流成分要比不連續模式少，可減小MOSFET和高頻變壓器的損耗，提高電源效率，但工作環路穩定性不好控制，許多設計師寧可采用非連續狀態（KP=1.0）設計，這樣控制環路較容易穩定。本例以DCM模式為例，選擇KP=1；
尖峰的寬度通常小于0.5Ls(隨時間常數Resr不同而不同) LS是什么，請問 這里應該是小于經驗值0.5us，可能是輸入時的筆誤，不好意思。 ”連續的工作模式和較大的初級電感量，且初級的IP和IRMS值較小”。其中，初級的有效值電流怎么會較小呢？能不能具體解釋一下。謝謝！！！！ 根據KP定義來看，對于DCM來說，初級紋波電流等于峰值電流，則KP=1啊。那你求KP的公式是怎么來的？謝謝！！！步驟7_根據VMIN和VOR確定DMAX
步驟7_根據VMIN和VOR確定DMAX_實例
首先根據步驟3確定了VMIN=256V,根據步驟5確定了VOR=110V，根據步驟6確定了工作模式為DCM模式，即KP=1，
VDS指的是MOS管導通時的DS壓降，以TOP246Y為例，取VDS=13V,則
DMAX= VOR/【(VMIN-VDS)+VOR】= 110/【（256-13）+110】= 31.2% < 50% ,設計合理
我按照寬電壓范圍（85-264）算出來的值>50%。Dmax=VOR/【(VMIN-VDS)+VOR】= 110/【（90.3-13）+110】=59。是不是哪里選裝錯了 根據PI資料《反激式開關電源設計方法》里面的公式，如圖，你這的截圖公式好像和我截圖的不一樣。不知哪個是對的？
也是看醉了人哈哈
其實連續模式和非連續模式的公式是一樣的，只不過非連續模式的時候Kp>=1，一般取Kp=1，所以就有了非連續模式的公式由來，個人感覺你的這個計算公式好像反了。。。。我也求真相了。。。。
根據前面伏秒積定律（Vmi-Vds）*Ton=Vor*Toff 推到Dmax=Vor/((Vmin-Vds)+Vor)當Vor越大，DMAX越大漏感越多效率越低，但CCM效率大于DCM，所以如果KP在CCM的公式中且為分母，而且Kp<=1，所以DMAX增大，與上面所述不符，所以Kp應該在DCM公式中。不知對不對，請指教。
步驟8_計算初級峰值電流IP、輸入平均電流IAVG和初級RMS電流IRMS
步驟8_計算初級峰值電流IP、輸入平均電流IAVG和初級RMS電流IRMS_實例
■首先由公式IAVG = PO /(η*VMIN)得 ,其中PO = 32V * 1.9A =60.8W，η = 80%，VMIN由步驟3求得等于256V，則
輸入平均電流IAVG = PO /(η*VMIN) = 60.8 /(0.8*256) ≈ 0.3A
■其次根據步驟6確定了工作模式為DCM模式，即KP=1。則
初級峰值電流IP = 2 * IAVG / DMAX = 2 * 0.3 / 0.312 = 1.92A
初級RMS電流IRMS =SQRT( DMAX * IP*IP/3 ) = SQRT(0.312 * 1.92 *1.92 /3) ≈ 0.62A
初級電流有效值根據你的公式，計算結果推導的正確嗎？簡單的積分計算
步驟9_基于AC輸入電壓，VO、PO以及效率選定MOS管芯片
9.1 AC輸入電壓。AC輸入電壓主要影響的是MOS芯片的BVDSS耐壓，由于MOS芯片控制的是AC輸入電壓經過整流后輸入到變壓器初級繞組的直流電壓大小，從而達到控制變壓器儲存能量到傳遞能量的過程。理想情況下BVDSS的大小只要大于輸入直流電壓大小VMAX+反射電壓VOR就可以了，但是實際應用中國，由于變壓器初級繞組漏感的存在，電路寄生參數的影響，再加上期間本身誤差及工作條件的限制，所以需要綜合考慮輸入電壓的大小，主要參考原則：
以上是以交流AC220V輸入條件為例，其他輸入電壓大小可以基于此原則。
9.2VO、PO以及效率
VO、PO以及效率主要影響的是MOS芯片的ID電流大小以及MOS芯片工作時功耗散熱的能力，雖然MOS芯片的散熱可以通過增加散熱片的方式進行補償，但是散熱片的體積和大小也是影響開關電源整體設計的一個主要方面，散熱片上太大的功耗會產生太大的溫升，這是開關電源設計的時候所不允許的，另一方面，太大的散熱片也會產生太大的體積，實際情況并不適用，這種情況一般通過在滿足ID電流的基礎上盡量選擇更小RDS的MOS芯片，以滿足MOS芯片散熱方面一定的裕量。至于散熱片的尺寸大小，在選定了MOS芯片之后，芯片的規格書上一般都會有推薦的體積大小，后續的章節也有關于散熱片方面的詳細介紹。
步驟9_基于AC輸入電壓，VO、PO以及效率選定MOS管芯片_實例
本例選擇PI 公司的 TOP246Y MOS管芯片進行設計，選擇參數驗證：
■首先基于AC輸入電壓來確定MOS管芯片的BVDSS耐壓要求。由步驟3可知，VMAX = 375V，按照下面的選擇原則
可得，所選MOS管芯片的BVDSS電壓至少應大于647V，預留53V的設計裕量，BVDSS >= 700V ，查閱TOP246Y芯片手冊可知，
滿足設計需求。
■基于VO、PO以及效率
根據設計需求，PO = VO *IO = 32 *1.9 = 60.8W，預留一定的設計裕量，查閱TOP246Y芯片手冊中輸出功率表可知，
輸入電壓230VAC±15%，即（AC195V~AC265V）情況下，開放式電源設計時，TOP246Y輸出功率可達125W，完全滿足60W輸出功率的需求
綜上，選擇TOP246Y MOS管芯片可滿足設計需求
當然，選擇MOS管芯片時，還應考慮空載功耗需求，最大占空比，輸入保護功能等其他因素 反射電壓VOR是次級電壓經變壓器反射到初級線圈的電壓吧？反激式變換器的次級相當于恒流源，次級線圈的電壓不是由負載決定的嗎？這個VOR為何是自己選定的？求指教 開環下，輸出電壓由負載定，但正常的電路中基本都是閉環的，比如需要一個12V的輸出電壓，那么反饋會將其穩定在12V，然后通過匝比，反射到初級就成了Vor
步驟10_設定外部限流點，通過MOS芯片的降低因數KI降低MOS芯片的ILIMIT
這里主要分為兩種情況：
10.1 MOS芯片沒有外部限流點設置，這種情況一般選擇比實際需求更大的MOS管芯片，以滿足ID留有一定的裕量；
10.2 MOS管芯片有外部限流點設置時，如果應用要求有很高的效率，可以使用比實際所需更大的MOS管芯片，在外部將芯片限流點IL I M I T 降低，從而可以利用其較低的RDS(ON)來提高效率。
ILIMIT(MIN) =缺省ILIMIT(MIN）*KI
ILIMIT(MAX)=缺省ILIMIT(MAX）*KI
您好，又打擾您了，請問您里面的“ILIMIT(MIN) =缺省ILIMIT(MIN）*KI
ILIMIT(MAX)=缺省ILIMIT(MAX）*KI
”中,缺省ILIMIT(MIN)是啥意思？
以PI公司的TOP246Y芯片為例：
規格書中有一項指標ILIMIT，即自保護流限大小，當輸入電流大于ILIMIT時，MOS管芯片自動重啟復位動作以自我保護。這個ILIMIT也可以通過外部電流RIL調節其大小。
帖子中說的缺省ILIMIT就是這個沒有接外界流限電阻RIL時的ILIMIT大小，而KI就是通過外部流限電阻設置的流限比例。
舉個例子，
TOP246Y，缺省的ILIMIT=2.7A（25度時的典型值），這個值也可以通過外部流限電阻RIL改變其大小，查看DATASHEET可知，當外接15K流限電阻時，KI=0.6，ILIMIT大小=2.7*0.6=1.62A了，此時，當輸入電流大于1.62A時，芯片自動重啟復位動作以自我保護了，這樣做的目的是相當于降低了MOS管芯片的RDS大小。為了預留一定的設計裕量，一般設計要求輸入峰值電流IP<0.9*ILIMIT，以防止正常工作時芯片自動重啟。
如果要讓低電壓輸入和高電壓輸入都有相同的保護功率比如24V,1.5a;低電壓85，高電壓265。那么限流點就應該隨著電壓升高而降低。那么就要串聯兩個電阻分壓。那么請問這兩個電阻值如何設置，是否有公式計算.還是需要手動進行調整測試？步驟10_設定外部限流點降低的ILIMIT降低因數KI_實例
本例不使用外部限流點，即取KI=1
步驟11_通過IP和ILIMIT的比較驗證MOS芯片選擇的正確性
當KI= 1.0，應滿足IP ≤ 0.96 x ILIMIT(min)。
當KI< 1.0，應滿足IP ≤ 0.94 x ILIMIT(min)。
一般選擇IP滿足 IP ≤ 0.9 * ILIMIT(min)，這是因為高溫時極限電流最小值會減小10%，為使器件有更高的可靠性工作范圍而留有余量。
? 如有必要選擇更大型號的MOS管芯片。
步驟11_通過IP和ILIMIT的比較驗證MOS芯片選擇的正確性_實例
由步驟10確定了KI=1，步驟8可知IP =1.92A，根據TOP246Y規格書可知ILIMIT(min)=2.511A，則有
IP = 1.92A ，
0.9 *ILIMIT(min) = 0.9 *2.511 = 2.2599A，滿足
IP ≤ 0.9 * ILIMIT(min)，
綜上，該MOS管芯片選擇正確
我在抓取Ip時，遇到單個週期前端的有的尖刺很高，這時我應該看哪個點的最大電流值呢？能辦忙解釋下爲什麼嗎？
非常感謝！
是看后面的峰值電流，前面的尖峰值是MOS管開通時刻的尖峰電流值步驟12_計算功率開關管熱阻選擇散熱片驗證MOS芯片選擇的正確性
其中，TJ表示芯片的允許結溫，TA表示工作環境溫度，RJA表示允許的總熱阻。
RJA = RJC + RCS + RSA
RJA的大小與管芯的尺寸封裝結構有關，一般可以從器件的數據資料中找到。RCS的大小與安裝技術和器件的封裝有關，對于TO220封裝，一般用2左右，
RSA為合適的散熱片熱阻。如果散熱片尺寸比較大或無法實現，那么應當選用更大功率的MOS管芯片以提高結點溫度，如果有必要減少功耗，可用較大的
MOS管芯片來檢驗熱溫升限制。
步驟12_計算功率開關管熱阻選擇散熱片驗證MOS芯片選擇的正確性_實例
已知條件：
■設工作環境溫度TA=85度。
■查閱TOP246芯片手冊可知，RDS(ON)=5Ω，CXT=10PF,RJC=2°C/W,TJ=150度（為了設計裕量，取TJ=125度）
■由之前的設計步驟可知：IRMS=0.62A，VMAX=375V,VOR=110；
■對于TO220封裝，本例RCS取0.2°C/W；
則有：
PIR = IRMS*IRMS*RDS(ON) = 1.89W，
PCXT=0.16W,
PD=PIR +PCXT =2.05W，考慮到設計裕量，取PD = 2.05 + 0.4 =2.45W
可得，
RJA =( TJ -TA )/PD=(125 - 85)/2.45 =16.37°C/W，
RSA=RJA-RJC-RCS=16.37-2-0.2=14.17°C/W，即需要外加的散熱片的熱阻應小于14.17°C/W即可滿足設計要求。
CXT是指的是MOS管GD間的寄生電容嗎？
步驟13_計算初級電感量LP
幸虧沒錯過，巴薩8:0，太精彩了，梅西，加油！
8:0 場面好血腥 完虐啊~ 那張比賽太經典了，只是內馬爾整場有點可憐，最后就收貨了一個點球，呵呵 樓層有點難找怎么辦？ 找什么樓層？ 想要從頭看下來，可是有點亂不能按順序來
看完球接著寫哈，精彩不斷。
必須的，繼續更新中~
哈哈哈簡直直播
步驟13_計算初級電感量LP_實例
已知條件：
■PO=60.8W, IP=1.92A, fs=132KHZ, Z=0.5,η=80%, KP=1，
帶入公式：
則有：
LP = 285UH
樓主，代進去不等于285.。。。 公式是不是越簡單一點就越好？ 我覺得主要不在于公式簡單和復雜，最主要的還是要弄懂公式是怎么來的，為什么要考慮公式中的這些因素，呵呵！
步驟14_選擇磁芯和骨架，再從磁芯和骨架的數據手冊中得到Ae，le，AL，和BW的參考值
磁芯是制造高頻變壓器的重要組成，設計時合理、正確地選擇磁芯材料、參數、結構，對變壓器的使用性能和可靠性，將產生至關重要的影響。高頻變壓器磁芯只工作在磁滯回線的第一象限。在開關管導通時只儲存能量，而在截止時向負載傳遞能量。因為開關頻率為 100 kHz，屬于比較高的類型，所以選擇材料時選擇在此頻率下效率較高的鐵氧體。
方法一：依據功率估算公式選擇適合的磁芯
小型化開關電源可選低成本的EE或EI型（二者截面積相同）磁芯；多路輸出宜采用EFD型磁芯，因為能提供較大的窗口以便容納多個次級繞組；大功率開關電源適配EFD型（圓中心柱）磁芯；一般不用環形、POT、RM磁芯，因為泄露磁場較大。
選定磁芯后，查出磁芯以下參數，用于下面的計算：
磁芯有效截面積SJ，即有效磁通面積；
磁芯的有效磁路長度L；
磁芯在不留間隙時與匝數相關的等效電感AL；
骨架寬度b；
方法二：基于AP法選擇磁芯
AP表示磁心有效截面積與窗口面積的乘積。計算公式為
AP= Aw*Ae (1)
式中，AP的單位是cm4；Aw為磁心可繞導線的窗口面積(cm2)；Ae為磁心有效截面(cm2),
Ae≈SJ=CD，SJ為磁芯幾何尺寸的截面積，C為舌寬，D為磁芯厚度。根據計算出的AP值，
即可查表找出所需磁芯型號。下面介紹將AP法用于開關電源高頻變壓器設計時的公式推導
及驗證方法。
1高頻變壓器電路的波形參數分析
開關電源的電壓及電流波形比較復雜，既有輸入正弦波、半波或全波整流波，又有矩形波
(PWM波形)、鋸齒波(不連續電流模式的一次側電 流波形)、梯形波(連續電流模式的一次側
電流波 形)等。高頻變壓器電路中有3個波形參數：波形系數(K )，波形因數( )，波峰因數( )。
因方波和梯形波的平均值為零，故改用電壓均絕值|U|來代替。對于矩形波，t表示脈沖
寬度，丁表示周期，占空比D=t／T。
步驟14_選擇磁芯和骨架，再從磁芯和骨架的數據手冊中得到Ae，le，AL，和BW的參考值_實例
已知條件：
η=80%，PO=60.8W，DMAX=0.312，f=132KHZ，KP=1，取KW=0.35，BM=0.21T, J=400A/cm2，則
■由公式
可得AP=0.4781cm4
■由公式
可得Ae=116.93mm2
綜上，可選擇PQ26/25磁芯，AP=0.9971cm4 >0.4781cm4，Ae=118.00mm2 >116.93mm2，滿足設計需求。
從PQ26/25的數據手冊中得到
AP=0.9971cm4，Ae=118.00mm2，Aw=84.50mm2，AL=5250.00 nH/N2，Le=55.50mm，Ve=6530.00mm3，PT=195W
1CM2=10000MM2啊，還是我弄錯了？
我算出來SJ=1.7CM2左右，怎么回事？
我又重新算了一下，還是我之前算出來的計算結果，沒有錯呀
順便，1CM2應該是等于100MM2吧。。。。
看錯了 真是腦殘了，謝謝 這幾天在整理計算公式時發現，用功率估算法選擇磁芯誤差比較大，只能作為一個輔助的參考。建議選擇磁芯時用AP法和功率查表法進行綜合選擇。樓主：你好
Kf=4Kf是怎么推出來的？？？
謝謝
28樓波形因素和波形系數一節有正弦波的Kf=4Kf情況分析，你看一下，其他波形用傅里葉技術展開用同樣的原理去分析就好了。 那個一次側電流波形系數
怎么跟那個1.155D不一樣
你好，以下公式是錯的吧？
因為 Φ=B·S·cosθ 求指導。謝謝！！！
步驟15_根據初級電感量大小以及磁芯參數計算初級繞組圈數NP
L = 磁鏈 / 電流 = （匝數 * 面積 * 磁通密度）/ 電流，做如下變形：
計算初級繞組圈數NP
步驟15_根據初級電感量大小以及磁芯參數計算初級繞組圈數NP_實例
已經條件：
■由步驟13可知初級電感量LP=285UH，
■由步驟8可知初級峰值電流IP=1.92A，
■由步驟14可知所選磁芯PQ26/25的Ae=118.00mm2，
■磁芯材料，考慮成本因素，選擇常用的PC40材質，由PC40的材料參數特性可知，BS=0.39T,BR=0.06T，則BAC=BS-BR=0.33T，為防止工作過程中磁芯的瞬間出現飽和，預留一定裕量，取BM=0.6BAC=0.198T,取0.2T
根據公式NP=(LP*IP)/(BM*Ae)可得，
初級繞組圈數NP=LP*IP/BM*Ae=(285UH*1.92A)/(0.2T*118MM2)= 23.2，取NP=24
請教大神哈，這個BM是不是通常取值為0.1-0.2之間啊？不能超出這個范圍么？
我一般選取BM時按照所選磁芯材料的BS,BR來選取，例如，
常用的PC40材質，由PC40的材料參數特性可知，BS=0.39T,BR=0.06T，則BAC=BS-BR=0.33T，為防止工作過程中磁芯的瞬間出現飽和，預留一定裕量，取BM=0.6BAC=0.198T,取0.2T
工程上BM一般取經驗值0.2~0.3T就可以了。
BM取得太大，磁芯容易飽和，BM取得太小，變壓器不是最佳設計。
關于步驟15中的初級繞組匝數計算公式，修正一下，個人覺得用下面兩個應該更合理：
公式1和2主要的差別在于分母中BM的取值大小，共同點是為防止工作過程中磁芯的瞬間出現飽和，都增加了一個裕量系數，預留一定裕量。
至于兩個公式為什么可以近視使用，個人覺得主要是因為通過開氣隙后，磁芯的的剩余磁通密度BR可以減到很小，這樣一來，兩個公式的分母就近視相等了，工程中建議使用第一個公式。
請教下對于連續模式，公式中Ip是圖中的Ip2還是Ip2-Ip1呢？
不好意思，這段時間比較忙，對于連續模式，公式中Ip應該是圖中的Ip2-Ip1。
步驟16_計算次級繞組圈數NS以及偏置繞組圈數NB
步驟16_計算次級繞組圈數NS以及偏置繞組圈數NB_實例
已知條件：
初級繞組匝數NP=23圈，輸出反射電壓VOR=110V，輸出電壓VO=32V，輸出整流二極管正向壓降VD=0.7V，偏置繞組整流二極管正向壓降VDB=0.7V，偏置繞組輸出電壓VB=13.5V
可得，
次級繞組圈數NS=[NP*(VO+VD)/VOR]=[23*(32+0.7)/110]=6.84圈，取NS=7圈；
偏置繞組圈數NB=NS*(VB+VDB)/(VO+VD)=7*(13.5+0.7)/(32+0.7)=3.04圈，取NB=3圈；
多出來的或減少的圈數怎么取舍的？？
四舍五入步驟17_確定初級繞組線徑參數OD、DIA、AWG
步驟17_確定初級繞組線徑參數OD、DIA、AWG_實例
●以毫米為單位的初級繞組用線的外徑。
其中L為初級繞組的層數；
BW為以毫米為單位的骨架寬度；
M為以毫米為單位的安全邊距寬度；
●確定初級繞組用線的裸線導體直徑DIA以及初級用線AWG規格。
■首先計算初級繞組用線的裸線導體直徑DIA前，有必要先了解一下：
導線上電流的趨膚效應：當電流在導體上流動時，由于電流產生的電磁場力對電荷的推斥作用，電荷將趨向于在導體的表層流動；這種現象稱之為電流的趨膚效應。電流的趨膚效應和電流的頻率有關，電流頻率越高，電荷就越向導體表層集中；電荷在導體表層下集聚的深度，稱為趨膚深度。一般情況下，可以用下式大概計算電流在圓導線中的趨膚深度：
導線選擇原則：在選用開關電源變壓器初、次級繞組線徑時，應遵循導線直徑小于兩倍穿透深度的原則。當導線要求的線徑大于由穿透深度決定的最大有效直徑時，應采用小直徑的導線并繞或采用多股導線。大電流繞組最好能采用寬而薄的扁銅帶，銅帶厚度應小于穿透深度的兩倍。采用n股導線時，每股導線的直徑按下式計算：dn = d/SQRT(n)。
■確定初級繞組線徑參數OD、DIA、AWG的值
已知條件：
開關頻率FS=132kHZ，初級繞組IRMS=0.62A，初級繞組電流密度取CMA=400mil/A，
由PQ26/25磁芯介紹可知幅寬BW=13.6mm，安全邊距M取3mm，則由公式
可得，初級繞組單股導線的裸直徑
由于DIA =0.4mm >2Dfm= 0.182 * 2 = 0.364mm，不滿足導線直徑小于兩倍穿透深度的原則，應采用小直徑的導線并繞或采用多股導線。設初級繞組股數為2股，則
dn = d/SQRT(n) = 0.4/SQRT(2) = 0.283mm < 2Dfm= 0.182 * 2 = 0.364mm,可得，
初級繞組采用單股導線裸直徑DIA =0.283mm的2股導線并繞。
根據初級繞組用線的裸線導體直徑DIA大小確定初級用線AWG規格，AWG規格確定后，初級繞組用線的外徑即可確定，再由公式
可得初級繞組的層數。
您好，關于這一步線徑的選用我有一些疑問，從您的計算中可以得知，受集膚效應的影響，要用兩根導線并繞，然后算出了兩股并繞時所需的線徑，但是這個線徑不是AWG標準里的啊，在選線的時候應該選一個AWG有的標準線號吧？另外還要考慮所選導線的過電流能力是否滿足要求吧？
這里我是這樣想的，算出了兩股并繞時所需的導線線徑后，在AWG標準線纜里找到最為接近的一個規格，然后再反向驗證一下即可；另外實際時肯定需要考慮導線的過電流能力，一般工程上用電流密度指標來反映，記得不太清楚了，一般理論實際的時候建議按200~500mil/A的理論值去計算，最后可根據實際情況增大或減小
想請問下66.1除以132的開方=5.75，這里怎么=0.182了？不解
這里是132khz,計算時應該取132000 你好 這里OD與L的確定我有點看不懂，OD是怎么確認的呢步驟18_步驟23-檢查BM、CMA以及Lg。如果有必要可以通過改變L、NP或NS或磁芯/骨架的方法對其進行迭代，直到滿足規定的范圍
怎么18部一下跳到24步了，中間的哪里去了？
步驟18~步驟23是一系列的迭代過程，就一起放在了34樓 您好：可否發一份骨架方面的資料啊？附件是TDK磁性材料與骨架經典資料，看看是否對你有所幫助~
TDK磁性材料與骨架經典資料.pdf
您好！您的這個文檔里好多公式顯示不了，您看一下。您可以轉化為PDF形式步驟18_步驟23-檢查BM、CMA以及Lg。如果有必要可以通過改變L、NP或NS或磁芯/骨架的方法對其進行迭代，直到滿足規定的范圍_實例
●設定安全邊距M。如果使用安全邊距的變壓器結構則取值為3mm；如果次級使用三層絕緣線則取值為零；
●最大磁通密度驗證：
已知條件：LP=285UH，IP=1.92A，NP=24，Ae=118.00mm2=1.18cm2
BM=100*Lp*Ip/（NP*Ae）=100*285*1.92/（24*1.18）= 1932GS ≈ 2000GS，滿足3000≥BM≥2000；
●氣隙長度驗證：
已知條件：Ae=118.00mm2=1.18cm2，NP=24，LP=285UH，AL=5250.00 nH/N2
Lg=40*π*Ae*[NP2/（1000*LP）-1/AL]=40*3.14*1.18*[24*24/(1000*285)-1/5250]=0.27mm，滿足0.1≤Lg≤2；
●初級繞組電流密度驗證：
已知條件：DIA=0.4mm，IRMS=0.62A，則
CMA={[1.27*DIA*DIA*(π/4)]/IRMS}*(1000/25.4)*(1000/25.4)={[1.27*0.4*0.4*(π/4)]/0.62}*(1000/25.4)*(1000/25.4)=398.7mil/A，
滿足500≥CMA≥200。
綜上，BM、CMA以及Lg設計合理。
終于快完成大半工作了。。。開貼時真沒想到會有這么多東西要寫
寫得太精彩了。 接下來準備寫點有關測量方面的相關注意事項，先整理一下思路，等下接著寫 由于手頭上沒有電流探頭，所以后續的一些測量注意事項都是基于電壓、效率或溫度方面的測量注意事項一、MOSFET開關管漏極電壓的測量
注意事項：
1.測量MOSFET 上的開關電壓時，需要使用一個電壓達100 倍的探針，額定電壓至少為1000 V 。用于查看漏極電壓波形的示波器與探針的帶寬都應為100 MHz 或更大；
2.在將探針連接到電路之前，需要先對示波器的探針進行調節補償，這樣才可以獲得較為準確的測量結果；
3.測量之前，建議使用一個經過校準的數字萬用表和示波器來測量固定直流電壓，用來檢驗示波器自身的校準度；
測量：
1.測試時，將示波器的數字化采樣率設置為盡可能高的非重復值。此外，將示波器和輸入通道設置到最大帶寬，然后關斷示波器提供的所有額外濾波。這些步驟將確保獲得盡可能高的準確度 ；
2.當峰值電壓的絕對值非常重要時,可以將示波器探棒替換為紋波探針，以便獲得最佳測量結果。這樣可以減小探針接地線的環路面積，降低噪聲干擾；
二、測量整流橋輸出電壓
測量整流橋輸出電壓時，有一點特別注意：
由于常用示波器探頭的地是和示波器電源供電端三相插座的地是連通的，這樣一來就不能直接用示波器探頭測量整流橋輸出電壓信號，否則會出現交流輸入火線和大地短接的跳閘現象。
解決措施：
1.示波器供電采用隔離變壓器供電；
2.將示波器供電插座上的接地腳去掉不和外部大地連接，但是個人不推薦這樣做，因為示波器的探針負極通常是和示波器表殼連接在一起的，這樣測量時，如果觸摸到示波器表殼上和探針負極相連的五金部分時，可能會出現觸電現象。
三、測量電源效率的測量方法
電源效率的測量主要有兩種方法：
1.瓦特表+萬用表測量（精確測量）
其中瓦特表用來測量輸入有功功率，主要利用的是瓦特表能自動校正功率因數的優點從而達到準確測量輸入功率的目的，萬用表用來測量輸出電壓和電路，建議用一個高精度萬用表來測量輸出到負載的電流，用一個標準萬用表來測量電源的輸出電壓。
2.萬用表測量+整流橋前級損耗估算（粗略測量）
由于交流系統中電壓與電流之間存在相位角，因此不能簡單地將RMS輸入電壓與RMS輸入電流相乘來計算輸入功率。只有電源消耗的有功功率才是必須考慮的，而返回到電源的無功功率Q則不應考慮進來。使用萬用表測量輸入功率時，可以在二極管整流器級將交流電轉換為直流電之后來測量輸入功率，從而避開功率因數的影響。為提高測量準確性，必須將直流總線級之前的元件中的損耗計算在內。二極管整流橋通常是輸入級中損耗最大的元件，因為在最差情況下每個二極管中的壓降可達到1.1伏，對于阻抗或壓降非常大且可測量的其它元件，使用這種方法也可以計算出其損耗大小。當然如果想提高測量的準確度，還應將其他輸入級元件，如浪涌限制器、共模扼流圈和數字萬用表的電流檢測元件的損耗包括在內。要計算這些損耗，需要測量各元件在正常工作情況下的壓降，然后用該壓降值乘以測得的輸入電流。將這些損耗計算在內，將會增大總輸入功率并降低計算得出的效率。
一般情況下建議用（瓦特表+萬用表測量）的方法進行測量，（萬用表測量+整流橋前級損耗估算）的方法只適用于手頭上沒有瓦特表，需要簡單粗略了解電源效率的場合
四、主要功率元件溫升的測量
溫升的測量主要包括MOS開關管、變壓器、輸出整流二極管和輸出電容等關鍵功率元件表面溫升的測量，常用的測量儀器有紅外測溫儀和熱電偶測量儀。
這兩種測量儀器各有各的優缺點：
紅外測溫儀利用的紅外測溫的原理，對測試元件的材料、表面積的平整度、表面積的顏色等有著一定的要求，但是優點是測量起來比較方便，直接手持操作就可以了；
熱電偶測量儀利用的是熱電偶測溫原理，利用兩種金屬在接點處在不同溫度時會呈現出不動的電動勢,我們就可根據這很微小的產生的不同的電動勢知它們這時的溫度，并把溫度信號轉換成熱電動勢信號，通過電氣儀表（二次儀表）轉換成被測介質的溫度。在溫度測量中，熱電偶的應用極為廣泛，它具有結構簡單、制造方便、測量范圍廣、精度高、慣性小和輸出信號便于遠傳等許多優點。缺點是在生產中由于被測對象不同，環境條件不同，測量要求不同，和熱電阻的安裝方法及采取的措施也不同，需要考慮的問題比較多。
個人建議調試時采用紅外測溫儀測量，生產老化測試時用熱電偶進行測量；
無論是用紅外測溫儀還是熱電偶測量儀，有一點需要注意，除了常溫下進行溫升的測量外，在產品需求的最該環境溫度條件下也應該進行溫升的測量，以確保最高環境溫度條件下產品的可靠性
五、輸出紋波測試注意事項
注意事項：
(1). 測試前先將待測輸出并聯SPEC. 規定的濾波電容, (通常為10uF/47uF電解電容；或鉭電容及0.1uF陶瓷電容) 頻寬限制依據SPEC. 而定(通常為20MHz)；
(2). 全輸入電壓范圍及各種輸出負載；
(3). 應避免示波器探頭本身干擾所產生的雜波信號，帶寬設為20MHz，地線要去掉，采用探頭上地直接靠的方法，如下圖所示；
(4）取所有測試值中最大值作為輸出紋波電壓大小；
一、實例功率因素、效率和能效測試結果
測試數據 ：
測試結果：
1#:
功率因數：滿載條件下0.615 ∈（0.5~0.7）；
效率：在額定負載及1/4，2/4，3/4的額定負載時 Eff (﹪) > 80；
能效：Average Eff = (88.6+87.7+87.3+81.5)/4 = 86.28 > 85；
空載輸入功率：P空載=（ 0.7~0.8）W < 1W;
2#:
功率因數：滿載條件下 0.614∈（0.5~0.7）；
效率：在額定負載及1/4，2/4，3/4的額定負載時 Eff (﹪) > 80；
能效：Average Eff = (87.8+87.8+87.1+82.7) /4= 86.35 > 85；
空載輸入功率：P空載=（ 0.7~0.8）W < 1W;
二、實例輸出紋波測試結果
測試數據VRipple及最大幅值的波形。
測試結果：
1#: 最大VRipple= 312mV < 31.8*1%=318mV ;
2#: 最大VRipple= 316 mV < 31.8*1%=318mV ;
三、實例輸出電壓上升/下降時間測試結果
測試數據及波形
測試結果：
1#: Rise Time(空載/滿載) < 20ms;Fall Time(滿載) > 10ms;
2#: Rise Time(空載/滿載) < 20ms;Fall Time(滿載) > 10ms;
四、實例輸出過沖幅度測試結果
測試數據及波形
測試結果：
1#，2#最大輸出過沖幅度為1.62V < 31.8*10%=3.18V
五、實例MOS開關管漏極、柵極工作波形測試結果
測試數據及波形
①常溫條件下最大輸入電壓、最大負載條件下漏極波形的最大電壓555V，如圖示：
②正常工作+斷電情況下柵極電路工作波形，如圖示：
六、實例輸出過流保護測試結果
將電源輸出負載設定在1.9A，負載以一定的斜率遞增，加大輸出電流直至電源保護，記錄當時電子負載儀中的電流值，電源保護后，將所加大電流同步遞減，視其輸出是否自動恢復。
測試數據及波形：
測試結果：
1#：IOCP(A) = 3.4A < 1.9*2=3.8A，過流后，電源每隔1秒自動重啟動，且電流減小后，輸出自動回復；
2#：IOCP(A) = 3.45A < 1.9*2 =3.8A，過流后，電源每隔1秒自動重啟動，且電流減小后，輸出自動回復；
七、實例輸出短路保護測試結果
各組輸出相互短路，偵測輸出特性，記錄功率表中的輸入功率；開機后短路，短路后開機各十次；當短路設置解除后，檢測產品是否自動重新啟動，元器件是否與損毀。
測試數據及波形：
1# 2#波形基本類似：
測試結果：
1#、2#輸出相互短路后，電源每隔1秒自動重啟動，直到短路設置解除后，電源自動重新啟動正常輸出
樓主能不能上個電流波形啊！~~~
請教樓主，初級電流波形用示波器如何去測的啊？只有示波器電壓探頭，沒有電流鉗的情況下。
暫時手頭上也沒有電流探頭，初級電流相關的暫時都只是進行了簡單的測試。
在沒有電流探頭的情況下，我是在MOS管S級和地之間增加了一個采樣電阻，通過測試采樣電阻上的電壓來間接評估初級電流的，由于增加的采樣電阻不能太大，所以測試起來很容易受到初級信號的干擾，但是還是可以簡單的反應初級電流的波形的。
第二個波形是什么意思呢？看不太明白。 這些波形基本上符合TOP247規格書中的圖表數據，你可以對照下規格書看應該就清楚了 樓主，你示波器是怎么接的？我示波器探頭地和電路的地一接就跳閘(我電路的地和整流電壓N極接一塊的)六、輸出電壓上升/下降時間測試注意事項
1. 輸入電壓全范圍，電源輸出各種負載。
2. 將數字示波器設置到正常捕獲狀態。SLOPE 設置為為上升沿觸發 。
3. 然后開啟電源，開啟瞬間，示波器即會捕捉到一輸出信號，在輸入電壓全范圍，電源輸出各種負載條件下多次開啟電源（每種條件下開啟不少于三次），測量輸出電壓上升時間（即從穩態電壓的10%上升到90%時所需時間）。
4. 當電源在工作時 ，將數字示波器設置到正常捕獲狀態，SLOPE 設置為為下降沿觸發 。關閉電源，示波器即會捕捉到輸出電壓下降信號，同樣在輸入電壓全范圍，電源輸出各種負載條件下多關閉幾次電源，測量輸出電壓跌落時間（即從穩態電壓的90%下降到10%時所需時間）。
5. 當輸出負載是空載時，建議增加一個假負載放在邊上，待測試完成后，用假負載給電源放下電，因為空載時，電源放電速度很慢，需要等待一段時間才能進行第二次測試，用假負載放電的話可以增加測試的效率
這是要做實測報告的架勢了呀， 實戰證明一切八、實例負載調整率測試結果
連接好測試電路，輸入電壓為額定值，負載電流為額定值的一半，測出輸出電壓整定值UO，輸入電壓為額定值，負載電流在額定值（滿載）與最小值（小載）之間變化，測試出電源穩定輸出電壓的最大值或最小值U。則負載調整率計算公式如下：
負載調整率= （MAX︱U- U0︱）/ U0*100%
測試數據（MAX︱U-U0︱）（V）：
測試結果：
1#：負載調整率= （MAX︱U- U0︱）/ U0*100% = 0.04/31.88 *100% = ±0.13% ∈±0.2%；
2#：負載調整率= （MAX︱U- U0︱）/ U0*100% = 0.04/31.83 *100% = ±0.13% ∈±0.2%；
老師你好，我想請問一下你說的：“測試前先將待測輸出并聯SPEC. 規定的濾波電容,”是什么意思？ 新生么~ 這里應該是specification，主要指的是產品的技術規格，參數，技術規范之類的 請問下 SPEC是什么？
太精彩了
樓主平時收集資料用什么軟件,MATHCAD? ONENOTE?
習慣了用ONE NOTE，做項目和資料管理挺不錯的！呵呵 剛畢業工作三個月現在，一路看下來有很多東西需要慢慢記慢慢學啊，辛苦你了 您好，我覺得您此步進入了循環計算：您在步驟17中計算出
后來您說“由于DIA =0.4mm >2Dfm= 0.182 * 2 = 0.364mm，不滿足導線直徑小于兩倍穿透深度的原則，應采用小直徑的導線并繞或采用多股導線。設初級繞組股數為2股，則dn = d/SQRT(n) = 0.4/SQRT(2) = 0.283mm < 2Dfm= 0.182 * 2 = 0.364mm,可得，
初級繞組采用單股導線裸直徑DIA =0.283mm的2股導線并繞。”
但是您在167貼中：CMA={[1.27*DIA*DIA*(π/4)]/IRMS}*(1000/25.4)*(1000/25.4)={[1.27*0.4*0.4*(π/4)]/0.62}*(1000/25.4)*(1000/25.4)=398.7mil/A，
滿足500≥CMA≥200。
我覺得您此處的DIA應該為0.283mm，或者是0.566mm，而不是等于0.4mm。我不知道兩股線并繞的DIA算一股線的裸直徑，還是需要乘以2倍？
是這樣子的，現在理論計算出來2股并繞的單股裸線直徑為0.283mm，這個時候你就需要去查國標中最接近0.283mm的awg線經規格的導線，這里假設選用的標準線經就為0.283mm,那么在后面的驗證中應該用兩股的等效線經，我用的網上的經驗公式d=dn*sqrt(2)=0.4，當然實際中是用選好的標準線纜的實際線經*sqrt(2)進行驗證。至于為什么用這個公式，而不是直接用單股線經乘以股數，我沒做太多研究，有空的話你可以在這方面鉆研一下。哦哦，理解您的意思了。等把論文搞完了，我會查查資料的。還有mil/A 是什么意思？這個不懂，我的算出來為700mil/A.不在200到500之間。
是不是最小不能低于200，最大的話無上限，只要變壓器能繞下，工程上考慮200到500間是不是因為成本原因？
電流密度的單位為圓密耳，即c.mil，一般寫成c.m，不是mil，這里應該是輸入筆誤。
對電流密度的理解發表下個人看法：變壓器的電流密度直接影響變壓器繞組的工作溫度。電流密度越大，銅線發熱越多，變壓器的繞組溫度也就會相對較高，因此，在溫升限制、變壓器的散熱條件已經固定的情況下，就需要限制變壓器的電流密度，以防止變壓器溫度超高；電流密度越小，導線直徑越粗，銅重量越大、導線體積越大、變壓器繞制工藝也越復雜，成本也越高。
至于為什么取200~500之間，這個應該是工程經驗參數~沒做太多研究，等有空好好研究一下。
工程上也有很多用A/mm2做單位的。
1圓密耳表示的是直徑為1mil的圓面積大小，1mil=0.0254mm，那么1圓密耳對于的圓面積大小用mm2表示的話就為：
3.14*(0.0254/2)*(0.0254/2)=0.0005064mm2
那么，
電流密度200圓密耳/A，可以等效為1/（200*0.0005064）A/mm2= 9.87A/mm2 ≈10A/mm2
電流密度500圓密耳/A，可以等效為1/（500*0.0005064）A/mm2= 3.95A/mm2≈4A/mm2
所以初級繞組電流密度很多場合也會用J＝4～10A / mm2來表示，道理是一樣的，只是用不同的公式而已。
18步的實例中關于電流密度的驗證我有一點疑問，在驗證電流密度的時候，我理解為DIA的值應該是實際使用繞線的直徑，這個地方DIA^2*π/4應該就是要線徑的截面積，多股并繞的時候直接將繞線的截面積相加就可以了。我認為只有用實際使用的值去驗證電流密度才有意義，否則拿著計算出來的理論值再往公式里面套，得到的只是一個反映了四舍五入誤差率的無用值。另外還有一點不清楚的地方就是，在根據AWG選擇繞線的時候，知道的只能是外徑，而且用這個外徑計算得到的截面積和表格中給的截面積還不一致，但是在我們實際的計算過程中，還需要知道里面導線的裸直徑或者裸面積，這個值我在網上沒有找到，是不是需要估算，或者有什么經驗值？謝謝。
步驟24 –確認BP≤4200高斯。如有必要，減小限流點降低因數KI
步驟24 –確認BP≤4200高斯。如有必要，減小限流點降低因數KI_實例
已知條件：
ILIMIT(MAX)=2.889A，IP=1.92A，BM=0.2T，則有
BP = ILIMIT(MAX)*BM/IP = 2.889 * 0.2 /1.92 = 0.3T < 0.42T
BP設計驗證合理
步驟25 –計算次級峰值電流ISP
步驟25 –計算次級峰值電流ISP_實例
已知條件：IP=1.92A，NP=24，NS=7，則有
ISP = IP * NP/NS = 1.92 * 24/7 = 6.58A
好東西就要頂頂 持續更新中，歡迎關注，呵呵！樓主，3W輸出3.3V，0.1%的紋波率。這種用反激能實現嗎？
3W左右的小功率電源模塊市場上已經有很多成品了，建議直接用成品好了！
0.1%的紋波率實現起來有點困難，如果是這樣的，建議設計成5V左右輸出后，再接一個LDO比較可靠！
多謝答復！也在考慮用一級LDO
不過用LDO的話效率有點低，這個你要考慮一下！
確實挺細致的！頂一個！非常好。 雖然很多的資料網上都能搜到，但太凌亂，不夠基礎，整理并理解這些確實花了不少心思，歡迎一起討論哈！呵
步驟26 –計算次級RMS電流ISRMS
計算次級RMS電流ISRMS的公式原理部分分析詳見步驟8。
步驟26 –計算次級RMS電流ISRMS_實例
已知條件：ISP=6.58A，DMAX=31.2%，KP=1，則有：
ISRMS = ISP * SQRT[(1-DMAX)/(3*KP))] = 6.58 * SQRT[(1-0.312)/(3*1)] = 3.15A
您好，我設計一個七路輸出的變壓器，主繞組5V，0.6A；6路輔助繞組7V，0.6A；計算得到原邊57匝，輸出主繞組3匝，6路輔繞組每個繞組4匝；最大占空比0.32，kp=0.6；計算得到
二次主繞組：峰值電流12.46A，有效值7.41A；
二次輔繞組：峰值電流9.35A，有效值5.56A；感覺好大啊？求大神指教！
樓主好貼，加油 正在努力加油中，稍后更新。呵呵！步驟27 –確定次級繞組線徑參數ODS、DIAS、AWGS
您好，我一直在拜讀您的這篇帖子。我今晚有點小的疑問，您看看這個公式
步驟27 –確定次級繞組線徑參數ODS、DIAS、AWGS_實例
有關“趨膚效應”的相關知識詳見步驟17
已知條件：
開關頻率FS=132kHZ，次級繞組IRMS=3.15A，次級繞組電流密度取CMA=400mil/A，
由PQ26/25磁芯介紹可知幅寬BW=13.6mm，安全邊距M取3mm，則由公式
而次級繞組單股導線的裸直徑
由于DIAS =0.9mm >2Dfm= 0.182 * 2 = 0.364mm，不滿足導線直徑小于兩倍穿透深度的原則，應采用小直徑的導線并繞或采用多股導線。
要滿足：
dn = DIAS/SQRT(n) = 0.9/SQRT(n) < 2Dfm= 0.182 * 2 = 0.364mm，可得n>6.11，取n=7，則
dn = DIAS/SQRT(n) = 0.9/SQRT(7) = 0.34mm < 2Dfm= 0.182 * 2 = 0.364mm，可得，
初級繞組采用單股導線裸直徑DIAS ≈0.364mm的7股導線并繞。
根據初級繞組用線的裸線導體直徑DIAS大小確定次級用線AWG規格，AWG規格確定后，次級繞組用線的外徑即可確定，再由公式
可得初級繞組的層數。
如果DIAS<2DFM怎么辦呢？
步驟17中有描述：
導線選擇原則：在選用開關電源變壓器初、次級繞組線徑時，應遵循導線直徑小于兩倍穿透深度的原則。當導線要求的線徑大于由穿透深度決定的最大有效直徑時，應采用小直徑的導線并繞或采用多股導線。大電流繞組最好能采用寬而薄的扁銅帶，銅帶厚度應小于穿透深度的兩倍。
反之意思就是，如果DIAS<2DFM，導線受趨膚效應的影響不大，可采用單股導線的方式。
謝謝樓主，受益頗多。再請教個問題：如果是新手，自己繞制變壓器好還是買成品好呢 可以試一下 如果是新手，建議你雙管齊下，多和做變壓器的廠家溝通，然后自己繞下，同時也順便打樣下成品，這樣最終可以驗證一下你自己繞制的變壓器的不足之處，對于你做高頻變壓器的經驗積累非常的有好處 好帖！ 先生你好，如果是多路輸出，每個繞組的線徑又該如何確認呢。步驟28 –確定輸出電容的紋波電流IRIPPLE
步驟28 –確定輸出電容的紋波電流IRIPPLE_實例
已知條件：
ISRMS = 3.15A，IO = 1.9A
則有：
輸出電容的紋波電流IRIPPLE = SQRT(ISRMS2-IO2) =SQRT(3.152-1.92) = 2.51A
我想問一下為什么I0為1.9A？ 哦，看了后面我知道了，不好意思啊步驟29 –確定次級及偏置繞組的最大峰值反向電壓PIVS,PIVB
步驟29 –確定次級及偏置繞組的最大峰值反向電壓PIVS,PIVB_實例
已知條件：
VO = 32V，VB = 13.5V，VMAX = 375V，NP = 24，NS = 7，NB = 3
則有：
次級繞組最大峰值反向電壓PIVS = VO+(VMAX*NS/NP)=32+(375*7/24) =141.4V
偏置繞組最大峰值反向電壓PIVB =VB+(VMAX*NB/NP)=1.35+(375*3/24)=60.4V
偏置繞組最大峰值反向電壓PIVB =VB+(VMAX*NB/NP)=1.35+(375*3/24)=60.4V ，這個應該給為偏置繞組最大峰值反向電壓PIVB =VB+(VMAX*NB/NP)=13.5+(375*3/24)=60.4V步驟30 –根據VR和ID選擇輸出整流管
下表是常用肖特基及快恢復二極管，供參考：
步驟30 –根據VR和ID選擇輸出整流管_實例
已知條件：
PIVS = 141.4V，IO = 1.9A
可得，
輸出整流管VR >=1.25*PIVS = 1.25* 141.4V = 176.75V，取VR=200V；
輸出整流管ID >=3*IO = 3*1.9A=5.7A，取ID=8A或10A；
綜上，可選擇輸出整流管型號：
BYW29-200，MBR10200等等。
由于ID > 5.7A，建議選擇TO220或TO247封裝的整流管，以方便溫升太大時外加散熱片 自己給自己頂一個
您好！
本科畢業設計需要一個反激變壓器。輸入電壓為220V，50hz交流電，輸出電壓為12V，電流為1.5A。由于電網波動等因素，考慮輸入電壓范圍為200V~240之間。我選擇的磁芯為EE25，材料PC40。但是問題來了，我計算的初級匝數超過500圈，怎么回事，是否直接說明計算錯誤？ 我知道圈數跟輸入電壓最小值關系很大，那么我該如何選擇輸入電壓最小值？ 由于以前沒做過高頻變壓器，所以很多不懂，還望各位工程師指教，謝謝了！
補充：開關頻率為20KHz（由單片機產生），變壓器效率暫定為0.7，占空比定為0.5。（不知道占空比定高了沒有？）
我如果按照90~240v電壓設計，匝數會小很多的。因為計算匝數跟輸入電壓最小值有關（不知我可否理解正確了，望指點）。
如果計算匝數的確是按照輸入電壓最小值進行計算，那么我又有一個問題不理解了，問題是：既然這樣，那么我們為什么不把最小輸入電壓定的更低些呢？那樣匝數不是更少了嗎？
還有一點我們雖然設計輸入電壓為90~264，以符合國際上任何地方，但是我們通常用的不都是220V嗎？用90V計算的值，在220V輸入時也能用？
請您指點一下
我現在換成了15V，1.5A輸出，輸入電壓設計成180~260V，算出來的初級匝數為351匝，次級為24匝。頻率還是40KHz，占空比最大還為0.5，用單片機控制占空比大小的。 354匝 用EE25的繞不下吧 我就擔心這個啊，不是還有個窗口占空系數啊，好像不超過0.4為佳，就算繞下了，那個占空系數也是非常大了啊！ 你的開關頻率20KHZ太低了，可以考慮增加開關頻率試一下~ 我已經加到40KHZ了如果你想確認下你的計算結果或是計算出來的變壓器工藝是否合理，教你個簡單的辦法，你先按照標準公式計算出變壓器的相關規格，自己記錄下來，然后你在淘寶或是阿里上隨便找一家專業定制變壓器的，當然了，你得要好好和人家忽悠忽悠，說你是做產品的，有多少多少的量，然后你把你的設計需求給他， 讓他們幫你計算一下變壓器的規格，畢竟他們專業設計變壓器的，設計的結果具有參考性！呵呵
呵呵，我在淘寶上一說，我就要一個變壓器為了畢業設計用，叫他幫我設計，我說設計要求，店主要價好幾百，后來直接不理人了。你這方法不錯，呵呵 簡單的算了下，你的計算應該沒有問題，可以考慮提高下開關頻率來減小匝數或者換個更大規格的磁芯和骨架 有您這話放心多了，我在買元器件的時候還順便買了EE30磁芯，EE25繞不下的話，立馬換EE30. 變壓器磁芯骨架到了，看了下，350匝根本繞不下的，以前沒做過是真的沒經驗啊 頻率都加上40KHZ了，怎么還有300多匝呢，應該是你的計算有問題，我大概簡單的算下應該也就100多匝左右呀~ 你這么小的功率，如果不考慮初次級隔離耐壓等級的話，100匝應該是可以繞下的吧，不過我沒繞過變壓器，都是找的廠家核實能否繞下，呵！如何選擇輸入電壓最小值？
個人感覺交流輸入電壓最小值這個不是你自己定義的，而是由你的產品的應用需求決定的，首先你設計開關電源的時候必須先確定你的需求，你的設計需求中就必須先確定你的交流電壓輸入范圍，一般來說主要以下3種情況：
由于工頻電壓在全世界沒有統一的標準，各國各不相同地區性差異很大，設計成寬輸入電壓范圍主要是為了滿足不同地區標準。我國單相電源工頻電壓，50赫茲， 220V ，再考慮電網波動，設計成220V±20%足夠了。
謝謝您的耐心解答。我現在是180~260v輸入，算出來350匝，這個匝數是不是還是太大了啊？
關于你的初級匝數超過500圈，個人覺得應該是你的計算錯誤，首先就你的“為什么不把最小輸入電壓定的更低些呢？那樣匝數不是更少了”談談我的看法：
本主題帖16樓有關于最大占空比DMAX的計算，最大占空比DMAX由反射電壓VOR和最小直流輸入電壓決定，而關于VOR的選擇原則見主題帖9樓，VOR確定后，DMAX即由電路的最小輸入電壓決定，最小輸入電壓越小，DMAX就越大，這里就有一個問題出現了：
1.當占空比增大，則意味著輸出二極管導通時間縮 短，為保持輸出穩定，更多的時候將由輸出電容放電電流來保證，輸出電容將承受更大的高頻紋波電流沖刷，而使其發熱加劇，這在許多條件下是不允許的。
2.占空比增大，改變變壓器匝數比，會使變壓器漏感加大，使其整體性能變，當漏感能量大到一定程度，可充分抵消掉開關管大占空帶來的低損耗，就沒有再增大占 空比的意義了，甚至可能會因為漏感反峰值電壓過高而擊穿開關管。由于漏感大，可能使輸出紋波，及其他一些電磁指標變差。
3.占空比增大太大，電路容易工作在連續模式，設計成連續模式，雖然初級電路中的交流成分要比不連續模式少，可減小MOSFET和高頻變壓器的損耗，提高電源效率，但工作環路穩定性不好控制，許多設計師寧可采用非連續狀態設計，這樣控制環路較容易穩定。
4.很多的MOS管芯片都有DMAX占空比這一指標，當你確定的最大占空比很大時，又給MOS管芯片的選擇帶來了難度。
等等，等等，還有很多其他的設計因數，設計的時候需要綜合去考慮
受益匪淺啊關于“我如果按照90~240v電壓設計，匝數會小很多的。因為計算匝數跟輸入電壓最小值有關（不知我可否理解正確了，望指點）”
以斷續模式為例。
1.首先，詳見31樓，
2.由1可知，當磁芯確定好后（詳見18樓，步驟14_選擇磁芯和骨架，再從磁芯和骨架的數據手冊中得到Ae，le，AL，和BW的參考值），初級繞組匝數NP就和LP,IP相關，我們再來看22樓有關LP的計算（以DCM模式為例）：
，
公式中PO,FS都已經確定，那么LP就只和IP有關了；
3.綜上1,2，NP和IP相關，我們再來看下IP相關的信息，詳見主題帖17樓
而DMAX與VMIN、VOR相關；
4.綜上分析可知，計算匝數跟輸入電壓最小值有關。
關于“還有一點我們雖然設計輸入電壓為90~264，以符合國際上任何地方，但是我們通常用的不都是220V嗎？用90V計算的值，在220V輸入時也能用？”
是的，我國單相電壓大小主要是50hz，220V，用90V計算的值，是因為：
磁性材料有個Bm限制，同時有一個居里溫度限制。如果是全輸入電壓范圍均為DCM工作模式，那么全范圍內deltB是相同的，所以就Bm的限制來說無所謂最大或最小電壓；但同樣的deltI持續時間長的有效值大，所以銅線繞組在最大占空比時發熱更嚴重，考慮居里溫度的限制，要選擇最大占空比的情況計算。
如果是低壓CCM，高壓DCM就復雜一些。低壓時Bm受限，鐵損最小而銅損最大；DCM狀態時鐵損達到最大而銅損也還沒降低到最小，溫升可能比最低輸入電壓還高。但因反激應用一般不會進入深度CCM狀態，通常鐵損變化不大，所以通常選擇最低輸入電壓來計算，不過最好要驗證一下BCM狀態時的溫升。
用90V計算的值，在220V輸入時是可以工作的。
以上純屬個人的理解，希望能夠幫助到你！有什么問題我們一起學習交流 您好，我的磁芯是根據輸出功率進行選擇的，由于輸出功率只有15*1.5=22.5W，所以我把磁芯選擇為EE25。線圈匝數是按照 張占松翻譯的《開關電源手冊——第三版》 P163~P173頁 進行計算出來的，是351匝。我擔心磁芯會繞不下，是不是磁芯選擇小了？感覺這匝數是不是多了點，你確定你沒有算錯？？？？
感覺你的計算有點問題，這樣吧，推薦你個EXCEL計算工具，你重新把你的設計需求輸入后計算看看
反激式電子變壓器設計 .xls
留個名字，慢慢看 是要慢慢看，主題貼太長了，呵 真夠詳細的，一看就知道下了不少功夫， 我也是把之前開發時零散的設計筆記邊整理邊學習，大家共同進步哈！ 樓主強大！初進開關電源領域的小弟學習了，多整理，多總結，思路更清楚，更有利于于以后的學習和工作。好東西要多分享，謝謝樓主！
步驟31 –輸出電容的選擇
無論正激式開關電源工作輸出的矩形波電流，還是反激式開關電源的鋸齒波電流，均含有極其豐富的高次諧波電壓與電流。這些高次諧波電流是不允許作為輸出電流成分流入負載，需要采用高頻阻抗低的電容器對其分流短路。這要求濾波電容器應具有很好的阻抗頻率特性，這與工頻整流濾波對電容器要求大電容量的要求有所不同的（工頻整流濾波很容易濾除工頻的高次諧波，即使是40次也不過才2000Hz，一般電解電容器很容易實現）。因此開關電源的輸出整流濾波電容器即使選用鋁電解電容器也應首選低ESR的鋁電解電容器，而絕不能隨意到電子市場抓到什么樣的鋁電解電容器（只要電壓、電容量滿足要求）均可。這樣作的結果將是電源的輸出紋波電壓過高，特別是峰-峰值電壓過高。
反激式開關電源要求輸出整流濾波電容器“短路”輸出電流中不需要的交流電流成分，因此將流過非常高的有效值電流，要求電容器具有能夠承受這個電流的能力；不僅如此，為了盡可能將所有的交流電流分量“短路”要求輸出濾波電容器均由盡可能低的ESR，因此輸出整流濾波電容器將需要極低ESR的“高頻低阻”鋁電解電容器或低ESR鉭電解電容器以及陶瓷貼片電容器。選擇一般的低阻鋁電解電容器實則需要更多數量的才能滿性能要求。相對于電容量則不再是選擇依據。
選擇原則：
1.在105度及100KHZ頻率下紋波電流的規格：必須大于等于步驟28（49樓）中得到的IRIPPLE數值，工程設計上建議≥120%*IRIPPLE；
2.ESR規格：使用低ESR的電解電容。輸出開關紋波電壓等于ISP*ESR，其中ISP為步驟25（36樓）中得到的數值。
3.耐壓規格：電容的耐壓是根據電路的電壓來的，一般考慮到感性負載帶來的瞬間高壓，需要取耐壓值相對高于電路電壓的電容，一般選擇≥1.5~2倍比較可靠；
步驟31 –輸出電容的選擇_實例
已知條件：
IRIPPLE =2.51A，ISP = 6.58A，VO = 32V，FS = 132KHZ，DMAX = 31.2%，設輸出紋波要求為120mV
則有：
■輸出電容在105度及100KHZ頻率下紋波電流的規格：必須大于等于120%*IRIPPLE =120%*2.51A= 3A；
■輸出開關紋波電壓 =ISP*ESR → 輸出電容ESR <=輸出開關紋波電壓 / ISP = 120mV/6.58A = 18mΩ；
■耐壓規格：選擇輸出電壓的1.5倍，以預留一定的設計裕量，1.5*VO=1.5*32V=48V，取50V；
■輸出電容量：Cmin = ISP*Ton/VRIPPLE = (ISP*DMAX)/(VRIPPLE*FS) = (6.58A*0.312)/(0.12*132*1000)=129UF；
綜上，輸出電容可選擇：
以美國United Chemi-Con品牌為例
EKZE500ELL271MJ20S型號規格：270UF/50V，額定紋波電流=1580mA，ESR=30mΩ
可選擇2個EKZE500ELL271MJ20S型號并聯使用即可滿足設計要求。
大神，這個公式如何理解。想不通啊?謝謝！ 你找一份品牌電容的規格書，對著規格書中的技術指標然后再看這個應該會印象更深刻一點的
步驟32 –后級濾波器電感L和電容C的選擇
通常由于次級二極管整流的脈動電流和電解電容ESR的問題，紋波電壓不能滿足要求，所以必須在后面加一級LC濾 波，以滿足電壓紋波的要求。為了讓電感上的直流壓降小，我們希望電感的直流電阻盡量小，一般選擇幾個uH的電感。
根據ZL=2×π×fs×L，可以求出電感L的感抗。然后根 據需要對紋波電壓衰減的比例，來求后級電解電容的ESR的需求，進而選擇合適的電解電容與L組成LC濾波器。同時，注意LC諧振頻率的位置，LC截止頻率與系統穿越頻率的位置以及引入的零極點對反饋的影響，關于環路穩定性方面的知識會在后續章節介紹。例如在132KHz下，L=3.3uH，ZL=2.73歐，所以，后面的C的ESR小于0.273歐的話，就可以使紋波下降10倍，具體大小根據實際情況進行選擇。
一般選擇選擇：
電感L：2.2UH~4.7UH。對于低電流（≤1A）的輸出使用穿心磁珠就可以了，而較高電流的輸出可以使用非定制的標準電感。如果有必要，可以增加電感的電流額定值從而避免在電感兩端出現過高的壓降。
電容C:100UF~330UF電解電容
電感、電容選擇完成后在系統環路動態補償設計的時候最好再加以確認一下。詳見后續“環路動態補償設計”章節
如果后面接LED燈，需要恒流的話，是不是必須加LC濾波，直接一個C濾波行不行？建議你加上LC，L就用普通的穿心磁珠或是低ESR的工字電感就可以了，這里的LC一起組成了一個低通濾波器，同時增加了一個電路極點，單獨用C的話，一方面濾波效果不明顯，另一方面由于C的ESR引入了電路零點，不是我們想要的，具體有關零極點的基礎知識會在最后一章詳細介紹哦
；精彩，慢慢看，慢慢消化； 呵，有的你看了，光最后一章環路動態穩定性就夠消化一陣子了，過兩天就更新上~ 等著圍觀
步驟32 –后級濾波器電感L和電容C的選擇_實例
一般選擇原則：
電感L：2.2UH~4.7UH。對于低電流（≤1A）的輸出使用穿心磁珠就可以了，而較高電流的輸出可以使用非定制的標準電感。如果有必要，可以增加電感的電流額定值從而避免在電感兩端出現過高的壓降。
電容C:100UF~330UF電解電容
電感、電容選擇完成后在系統環路動態補償設計的時候最好再加以確認一下。詳見后續“環路動態補償設計”章節
步驟33 –從表10選擇偏置繞組的整流管
●VR≥1.25*PIVB;其中PIVB在步驟29中有計算過程（詳見50樓），而VR為整流二極管的反向電壓額定值，選擇1.25倍主要是考慮預留一點設計裕量。
選擇時同樣是優先考慮選擇肖特基二極管，如果是肖特基二極管的反向耐壓無法滿足需求的情況下，可以選用超快速或快速二極管（具體選擇原因詳見51樓介紹），可參考表10：
步驟33 –從表10選擇偏置繞組的整流管_實例
已知條件：PIVB=60.4V
則有：
偏置繞組整流管VR>=1.25*PIVB=1.25*60.4=75.5V,考慮設計裕量，選擇VR >= 100V
綜上，可選擇常用的即可，例：
步驟34 –偏置繞組電容的選擇
偏置繞組電容的選擇沒有太多講究，一般以MOS管芯片推薦電路的參數就好了，例如PI公司的TOP-GX系列，推薦的偏置繞組電容的大小為
●使用1UF、50 V的瓷片電容
雖然貼片陶瓷電容也有1UF/50V封裝的規格，但個人還是建議使用瓷片電容或電解電容之類的，主要是防止貼片陶瓷電容在工作中由于布線等不當引起的壓電效應，從而會有嘯叫現象產生，不過目前還沒遇到過這個現象！
頂頂頂步驟34 –偏置繞組電容的選擇_實例
偏置繞組電容的選擇沒有太多講究，一般以MOS管芯片推薦電路的參數就好了，例如PI公司的TOP-GX系列，推薦的偏置繞組電容的大小為
●使用1UF、50 V的瓷片電容
雖然貼片陶瓷電容也有1UF/50V封裝的規格，但個人還是建議使用瓷片電容或電解電容之類的，主要是防止貼片陶瓷電容在工作中由于布線等不當引起的壓電效應，從而會有嘯叫現象產生，不過目前還沒遇到過這個現象！
步驟35 –控制極引腳電容及串聯電阻的選擇
MOS管芯片控制引腳電容及串聯電阻的選擇一般使用MOS管芯片規格書推薦值，以TOP-GX系列為例，
●控制極引腳電容：4 7 u F 、1 0 V 的低成本電解電容 (不要使用低ESR的電容)。
●串聯電阻：6.8 Ω、1/4 W的電阻 (如果KP ≥ 1，比如非連續模式，則不需要此電阻)。
步驟35 –控制極引腳電容及串聯電阻的選擇_實例
MOS管芯片控制引腳電容及串聯電阻的選擇一般使用MOS管芯片規格書推薦值，以TOP-GX系列為例，
●控制極引腳電容：4 7 u F 、1 0 V 的低成本電解電容 (不要使用低ESR的電容)。
●串聯電阻：6.8 Ω、1/4 W的電阻 (如果KP ≥ 1，比如非連續模式，則不需要此電阻)。
您好！這個部分我不是很理解：
首先，控制引腳電容以及電阻取值，還有上面那個偏置繞組那個電容您說一般使用MOS管芯片規格書推薦值，我在TOP的PDF沒發現這些推薦呢？
其次，這個推薦值選取的原因那個規格書怎么解釋的啊？
我也在學習，先去學習TOP工作原理以及周邊的參數的選取，恰好在控制引腳這塊不太明白，麻煩老師給我講解一下，謝謝啦！
■步驟36 –根據步驟2中圖3、4、5及6中所示的參考反饋電路的類型，選用相應的反饋電路元件
1.根據電路穩壓精度和負載調整率的需求，選擇步驟2（詳見5樓）中圖3、4、5、及6所示的參考反饋電路的其中一種類型；
2.這種反饋控制電路的最大特點是：在輸入電壓和負載電流變化較大時，具有更快的動態響應速度，自動限制負載電流，補償電路簡單。
3.電路分析：
圖3:初級/基本反饋電路，將偏置線圈通過限流電阻直接作為MOS管芯片控制極的輸入，優點是電路設計成本最低，電路設計簡單；缺點是電路輸出精度有點差，只適用于對輸出精度要求不高的低功率應用場合；
圖4:初級/增強反饋電路，在圖3的基礎上增加了穩壓管，是基本反饋電路的增強型，相對于基本反饋類型，提高了輸出精度和負載調整率，缺電是只適用于對輸出精度有簡單要求低功率應用場合；
圖5:光耦器/穩壓管反饋電路，輸出電壓通過光耦作用于TOPSwitchⅡ控制極，在輸出電壓反饋精度上有所提高;
圖6:光耦器/TL431反饋電路，在圖5基礎上增加了精密基準TL431，使得輸出穩壓精度和負載調整率都能獲得較高的精度，缺點是增加了電路成本，同時增加了反饋環路動態穩定性的設計，有關環路穩定的介紹詳見下一章節介紹。
終于快到環路補償設計環節了，自己給自己加加油，明天繼續 樓主可以舉個實例嗎？ 這個建議不錯，主要是現在還有好多沒有寫完！考慮下你的建議
步驟36 –根據圖3、4、5及6中所示的參考反饋電路的類型，選用相應的反饋電路元件_實例
首先，根據本例負載調整率±0.2%的需求，選擇光耦器/TL431反饋電路
其中，光耦型號為HCPL-181-00BE，TL431型號為TL431IDBZ
步驟37 –環路動態補償設計，以TOP-GX系列芯片為例
37.1 、TL431工作條件分析
TL431工作條件：在選擇電阻時必須保證通過陰極的電流要大于1ma
圖(1)是TL431的典型接法，輸出一個固定電壓值，計算公式是：Vout=(R1+R2)*2.5/R2，R2<12.5K歐。R2的取值，R2的值不是任意取的，要考慮兩個因素：
1）431參考輸入端的電流，一般此電流為2uA左右，為了避免此端電流影響分壓比和避免噪音的影響，一般取流過電阻R6的電流為參考段電流的100倍以上，所以此電阻要小于2.5V/200uA=12.5K.
2)待機功耗的要求，如有此要求，在滿足《12。5K的情況下盡量取大值。
同時R3的數值應該滿足1mA<(Vcc-Vout)/R3<（150ma）
當R1取值為0的時候，R2可以省略，這時候電路變成圖(2)的形式，TL431在這里相當于一個2.5V穩壓管。
利用TL431還可以組成鑒幅器，如圖(3)，這個電路在輸入電壓 Vin < (R1+R2)*2.5/R2 的時候輸出Vout為高電平，反之輸出接近2V的電平。需要注意的是當Vin在(R1+R2)*2.5/R2附近以微小幅度波動的時候，電路會輸出不穩定的值。TL431可以用來提升一個近地電壓，并且將其反相。如圖(4)，輸出計算公式為： Vout = ( (R1+R2)*2.5 - R1*Vin )/R2。特別的，當R1 = R2的時候，Vout = 5 - Vin。這個電路可以用來把一個接近地的電壓提升到一個可以預先設定的范圍內，唯一需要注意的是TL431的輸出范圍不是滿幅的。
TL431自身有相當高的增益（我在仿真中粗略測試，有大概46db），所以可以用作放大器。圖(5)顯示了一個用TL431組成的直流電壓放大器，這個電路的放大倍數由R1和Rin決定，相當于運放的負反饋回路，而其靜態輸出電壓由R1和R2決定。這個電路的優點在于，它結構簡單，精度也不錯，能夠提供穩定的靜態特性。缺點是輸入阻抗較小，Vout的擺幅有限。圖(6)是交流放大器，這個結構和直流放大器很相似，而且具有同樣的優缺點
從TOPSWITCH的技術手冊可以看出，為了線性調節PWM，控制端電流Ic應控制在2.6~6.6ma之間，Ic的大小是受控于線性光耦PC817A前端的發光二極管的電流強度，一般選取接近100%的CTR，根據LTV817A的技術參數，當后端三極管集射電流Ic為4ma左右變化時，二極管的電流在3ma左右，而集射電壓在很寬的范圍內線性變化，符合TOP管的控制要求，因此可以確定選PC817A的二極管正向電流IF為3ma。
再看TL431的要求，從TL431的技術參數可知，VKA在2.5V~36V變化時，IKA可以在從1ma到100ma以內很大范圍里變化。
一般選20ma即可，即可以穩定工作，又能提供一部分死負載。不過對于TOP器件因為死負載很小，直選3~5ma左右就可以了。
例：
一、
確定了上面幾個關系后，那幾個電阻的值就好確定了。根據TL431的性能，R5、R6、Vo、Vr有固定的關系：
式中，Vo為輸出電壓，Vr為參考電壓，Vr＝2.50V，先取R6一個值，例如R6＝6.19k，根據Vo的值就可以算出R5了。再來確定R1和R3。由前所述，PC817的IF取3mA，先取R1的值為470Ω，則其上的壓降為Vr1＝IF*R1,由PC817技術手冊知，其二極管的正向壓降Vf典型值為1.2V，則可以確定R3上的壓降Vr3＝Vr1+Vf，又知流過R3的電流Ir3＝Ika－IF，因此R3的值可以計算出來：R3=Vr3/Ir3=(Vr1+Vf)/(Ika－IF)。根據以上計算可知，TL431的陰極電壓值Vka，Vka=Vo‘- Vr3，式中Vo‘取值比Vo大0.1~0.2V即可。
例：
Vo=32V，取R6=6.19k，則R5=73.2k；取R1＝470Ω，IF＝3mA，則Vr1＝IF*R1=1.41V；
Vr3＝Vr1+Vf=1.41+1.2=2.61V；
取Ika=20mA，Ir3＝Ika－If＝20－3＝17，R3=Vr3/Ir3=2.61/17=153Ω;
TL431的陰極電壓值Vka，Vka＝Vo’－Vr3=32.2-2.61=29.59V
結果：R1＝470Ω、R3＝150Ω、R5＝73.2KΩ、R6＝6.19K
上面的計算中有關R1，R3，R4，R6，C4的取值，需要考慮一下因素：
●R1的取值：R1的取值要保證TOP控制端取得所需要的電流，假設用PC817A，其CTR=0.8-1.6,取低限0.8，要求流過光二極管的最大電流=6.6/0.8=8.25mA,所以R1的值<=(32.2 -2.5-1.2)/8.25=3.45K, 光二極管能承受的最大電流在50mA左右，431為100mA，所以我們取流過R1的最大電流為50mA，R1>（32.2-2.5-1.2)/50=570歐姆。要同時滿足這兩個條件：570<R1<3.45K; 除此以外，R1的值影響開環的增益，傳遞函數R1在分母上，
R1的具體取值在滿足上面范圍的情況下由環路設計決定。
●R3的取值：431要求有1mA的工作電流，也就是R1的電流接近于零時，也要保證431有1mA，所以R3<=1.2V/1mA=1.2K即可。除此以外也是功耗方面的考慮。
●R6的取值：R6的值不是任意取的，要考慮兩個因素：
1）431參考輸入端的電流，一般此電流為2uA左右，為了避免此端電流影響分壓比和避免噪音的影響，一般取流過電阻R6的電流為參考段電流的100倍以上，所以此電阻要小于2.5V/200uA=12.5K.
2)待機功耗的要求，如有此要求，在滿足《12。5K的情況下盡量取最大值。
●R4，C4的取值：R5C4形成一個在原點的極點，用于提升低頻增益，來壓制低頻（100Hz）紋波和提高輸出調整率，即靜態誤差，R4C4形成一個零點，來提升相位，要放在帶寬頻率的前面來增加相位裕度，具體位置要看其余功率部分在設計帶寬處的相位是多少，R4C4的頻率越低，其提升的相位越高，當然最大只有90度，但其頻率很低時低頻增益也會減低，一般放在帶寬的1/5處，約提升相位78度。
二、
Vo=32V，取R2=6.19k，則R1=73.2k；當后端三極管集射電流Ic為4.4ma左右變化時，二極管的電流在3.5ma左右，取IF＝3.5mA，
●R5的取值：431要求有1mA的工作電流，也就是光耦的電流接近于零時，也要保證431有1mA，所以R5<=1.2V/1mA=1.2K即可，取1K。此時，流過R5的電流大小為1.2V/1K=1.2mA， Ika＝Ir5+IF=1.2mA+3.5mA=4.7mA，滿足Ika =3~5ma條件。
除此以外也是功耗方面的考慮。
●R4的取值：R4的取值要保證TOP控制端取得所需要的電流，假設用PC817A，其CTR=0.8-1.6,取低限0.8，要求流過光二極管的最大電流=6.6/0.8=8.25mA,所以R4的值<=(32.2 -2.5-1.2)/（8.25+1.2）=3.02K, 光二極管能承受的最大電流在50mA左右，431為100mA，所以我們取流過R4的最大電流為（50+1.2）mA，R4>（32.2-2.5-1.2)/51.2=557歐姆。要同時滿足這兩個條件：557<R4<3.02K;
當Ika= Ir4=4.7mA，R4的值<=(32.2 -2.5-1.2)/4.7=6.06K，取R4=1.5K，則
Vr4=1.5K*4.7mA=7.05V，Vka=32.2-7.05-1.2=23.95V
結果：R1＝73.2k、R2=6.19k、R4=1.5K、R5＝1K，Ika=4.7mA，Vka=23.95V
除此以外，R4的值影響開環的增益，傳遞函數R4在分母上。R4的具體取值在滿足上面范圍的情況下由環路設計決定。
要求流過光二極管的最大電流=6.6/0.8=8.25mA 這個公式當中的6.6是什么意思 怎么來的呢？？？哥，解答一下小弟的疑惑 我這里是以TOP-247Y芯片來舉例的，從TOP-247Y的技術手冊可以看出，為了線性調節PWM，控制端電流Ic應控制在2.6~6.6ma之間，也就是光耦的次級電流大小，所以這里計算流過光耦初級二極管的最大電流以上限6.6ma來計算了。
哥，我覺得你的公式不對，我還用別的電路算了下，相差太大
Vo=R1/R2*2.5-1 這才是正確的公式，
搞不懂你的公式
jianjun兄，我的電源輸入48V,輸出24V,反饋環路沒有r3,其中r1=1K,r5=27K，r6=3K,c4=1uf,光偶用AcpL217,光偶C端接1K電阻，連到2844芯片的1腳（補償端），當輸入電壓超過48V時，驅動波形很不穩，變壓器還有尖叫聲，實在調不穩，幫忙給看下參數，還有一個問題就是，如何保證實際中If=2ma,這只是我們取的點，由此推出電阻值。本人小白，望指點 樓主您好，請問TL431的A端接地了，不就是相當于放大器的+端接了地，不隔離的時候Vref就是接在+端的，這樣來說隔離的Vref不是0了嗎？ 這里我有個問題，這種反饋回路中當輸出電壓高于額定值時TL431導通，光耦發光，那么電流流入C極，C極電壓增加會激勵開關管導通，這樣不是增加了輸入電壓么？如何穩壓呢？步驟37 –環路動態補償設計，以TOP-GX系列芯片為例
37.2 、零極點基礎知識
在復平面（s＝σ＋jω）上，使傳遞函數G（s）→∞的點，稱為G（s）的極點；使G（s）＝0的點，稱為G（s）的零點。零點或極點為復數時，為復零點或復極點。實零點或實極點為實數，位于實軸（α軸）上。位于s右半平面（RHP－RightHalfPlane）的正零點或正極點，稱為RHP零點或RHP極點；位于s左半平面（LHP-LeftHalfPlane）的負零點或負極點，稱為LHP零點或LHP極點。只要含有一個RI－IP極點，系統就是不穩定的；系統的全部極點都是LHP極點時，系統才是穩定的。極點和零點為虛數時，位于虛軸（J軸）上；有虛極點的系統屬于不穩定系統。
一階系統的幾種零、極點特性的比較見表
1、誤差放大器的補償回路，應該沒有極點電容和零點電容的說法，進行傳遞函數推導，在C2遠大于C1的情況下，如C2=100倍C1，R2C2在f=1/(2*pi*R2C2)處形成一個低頻零點，R2C1在f=1/(2*pi*R2C1)處形成一個高頻極點。
2、開關電源的總開環增益，包括兩個部分，一個是從控制到輸出的部分，另一個就是誤差放大器的部分。從控制到輸出部分的增益，屬于開關電源建模的范疇，目前模型已經足夠成熟。誤差放大器的部分，這個屬于單極點單零點補償。
3、至于為什么增加零點和增加極點。
R2和R1的比值，確定了誤差放大器的中頻段增益。但如果誤差放大器沒有零極點，即增益跟頻率無關，得出來的傳遞函數，并不能達到理想的效果。一般來說，為了提高調節精度，我們希望在零頻處放置一個極點，這樣，系統直流增益可以做到最大；為了壓制低頻紋波，我們希望低頻增益足夠高，為了提高系統的抗干擾能力，希望高頻增益能以20db/dec或者40db/dec速率下降。
4、濾波電容的ESR形成的零點，頻率大致在5K-10K的范圍內。主要看輸出電容的類型，和大小。比如小功率DC/DC，用瓷片電容，那零點就很高，有的可以達到100k以上，但如果選用大容量電解電容，可能只有幾K.
5、還有關于調節器的穿越頻率問題。事實上，我們更關心的是 整個開關電源的總的環路增益，而不單單是這個調節器的穿越頻率。根據香農采樣定理可知，開環穿越頻率Fc不能大于開關頻率的一半。至于能達到多少，沒有定式，一般設置在25%~20% 處。
6、Fz 和Fp的關系。
首先，fz要放在低頻，Fp放在高頻，這點毫無疑義。fz頻率越低，低頻紋波越大；fp頻率越高，抗干擾能力越差。fz和fp之間的距離越遠，相位裕度越大，系統越穩定，但動態響應不一定越好。為了得到較好的動態響應，一般設置相位裕度為45度為最佳。動態響應呢，又分為兩個概念，一個是響應的快速性，一個是響應的平穩性，超調小，調節時間短，是我們追求的，但這兩個內容又是相互矛盾的。
是代工嗎？、？？
不是的哦~37.3 、TOPSWITCH控制環路分析基礎知識
●基礎知識
波特圖是分析開關電源控制環路的一個有力工具，它可以使復雜的幅頻和相頻響應的計算變成簡單的加減法，特別是使用漸近線近似以后，只需要計算漸近線改變方向點的值。
用電壓定義：
電容或電感上的電壓與外加信號電壓U之比
5. 兩電感元件端電壓大小相等，相位相反，互相抵消，且電壓值比電源電壓大Q倍，故串聯諧振又稱為電壓諧振。諧振時的高壓對電力系統電器有危害，應盡力避免。在通信工程中常常利用諧振獲得較高的電壓。
6. 串聯諧振回路適用于信號源內阻較小的情況。當信號源內阻很大時，使得諧振回路的品質因數很低，選頻特性變差，此時應采用GLC并聯諧振回路。
零點的位置主要有反饋網絡的上分壓電阻決定。為了抑制輸出的開關紋波，有時在后面加一個 LC濾波，其諧振頻率一般大約為開關頻率的 1/10-1/20 左右，這個頻率通常遠大于反饋回路的帶寬，其影響可以忽略。工程實踐中一般R<R1，當頻率升高時，公式分子的1可以省略，右邊的R+R1約等于R1，最后的結果就是1/Rb。也就是說高頻時431就等于一個穩壓二極管，只有低頻時才起作用。根據上面的結果就知道：上面的反饋一般用穩壓二極管代替431的結果是差不多的，除了低頻增益有差別外，一般用穩壓管代替電源也是穩定的，這也反證了上面的分析是正確的。只要LC在低頻部分不產生太大的相移，環路就穩定，而實際情況正是這樣，看似LC（分析時可能要包括前面的C）一個二階震蕩，但由于電阻和電容內阻的阻尼作用，實際低頻是個一階的，相移不大。而輕載時負載電阻阻尼沒有了，但電路又變成非連續了，控制方程又變了，二階震蕩又沒有了，所以還是穩定的。
高頻時431可以看做穩壓管，這時候后級431采樣已經不起作用了，僅是431供電端的影響；直流通路中電感可以看做短路，后級L又很小，所以低頻時431采樣在后級電感前后影響不大，所以只要431供電端接在后級濾波電感前，不論采樣在濾波電感前或者濾波電感后，都可以按在分析時忽略后級LC濾波器的影響
您好：在此帖的（2）單零點響應里，我覺得你有一些筆誤，您看一下，我說的對不
看的挺仔細的，多謝指正出來！
是的，運放虛斷，I+=I-=0,VI,VO的電流方向應該相反；
增益部分可能是當時懶得打字，直接把單極點部分的內容復制過來了。
以上你說的問題已及時更新~
有任何問題直接回復就好了，我會第一時間及時回應的
您的這篇帖子對我幫助很大，我重新設計了一個變壓器，按照您的步驟一步步來的，輸入180~260v，輸出15V，1.5A，開關頻率40KHz，效率設為0.7，算出初級為90多匝，這次應該差不多了吧？ 在此謝謝您一直的指導了。這篇帖子我還會繼續深入學習的，步驟37.4暫時有點看不懂看你這些天的足跡，就知道你看的很仔細，相信再消化吸收一下，這些東西就會成為你自己的東西了，其中肯定有很多的不足和不夠深入的地方，我會慢慢的詳細細化的。待你真正入門反激式開關電源后你就會有自己的思想和見解了，那個時候再回過頭來把不清楚或是不夠透徹的地方再好好主攻一下！
至于37.4章節的內容，建議你先了解一些基礎的東西之后再看，比如零極點的基礎知識，傳遞函數，動態響應之類的，因為環路穩定性的重要性應該是開關電源系統中和變壓器同等重要的一個知識點，我現在也不是太深入，還處在一個思路整理的階段，后續希望一起慢慢探討。
有問題的話直接留言就好，我們一起學習，一起進步
直接看不懂這塊零點和極點了 好豐富啊
37.4 、TOPSWITCH控制環路分析
在做補償設計以前，先計算出除 KEa外各自部分的頻率特性，然后計算出 K1(s)= [KMod(s)*KPwr(s)*KLc(s)*KFb(s)]的頻率特性，根據實際情況確定出需要的設計目標 KEa，然后通過設計TL431的相應補償來完成 KEa的要求。
結合上面的原理圖我們來計算在 220VAC 輸入時各個部分的數值。已知數值：Vin=135V，Vout=12V，輸出二極管后的兩個電解電容的ESR=50mΩ，負載R=4.8Ω，η＝81%。
Np=58T，Ns=6T，Lp=827uH，Vor=120V，Vds=5.2V
則
●對于KLc(s)部分，
LC濾波電路，考慮到輸入前的電感（正激為濾波電感，反激為次級電感的占空比等效），實際上是個兩級LC濾波電路。不過從工程的觀點來看，第一個濾波電容按正常的算法選取，一個是紋波電流考慮，一個是ESR考慮，最后的結果基本都是由ESR確定。后級LC的主要作用是抑制開關頻率的紋波，選取按如下原則，其轉折頻率為開關頻率的1/10-1/20左右，這個頻率遠大于反饋回路的帶寬，其影響可以忽略不計。
實際上很少有電源帶寬取在開關頻率的1/4-1/5處，如這個電源開關頻率為132KHz，1/5為26KHz，如果你取在這個頻率，電源將無法正常工作，原因有幾個方面。
1）要達到26K帶寬，則低頻處的增益很高，一般運放達不到這么寬的增益帶寬積，要用特殊運放。
2）噪音干擾使電源無法工作
3）所謂的右半平面零點使反饋補償無法進行
4）帶寬很寬時，各個功率部分的傳輸延時引起的相移可能不能忽略，同樣這也是無法補償的。所以一般反擊的帶寬都設計到1-3K之間，其實正激也存在類似的問題，如DC-DC由于有壓降補償，很容易引入干擾，帶寬一般也很低。帶寬高的一半是非隔離DC-DC，它開關頻率高，并且很緊湊，非隔離，容易設計帶寬。另外與應用也有關，一般要求反應快的都是用DC-DC完成的。
但有一點需要注意，用431做反饋時，431的供電要在L1的前面取，這樣系統才穩定，反饋分壓可以從后面取，得到最好的穩壓精度。另外L1的值盡量小一些，如1-4.7uH，如果此值大了，明顯輸出電流大時損耗大。
（6）計算補償部分小信號傳遞函數Kea
如果要設計補償部分，可以先確定目標帶寬，然后再設計補償部分，使在目標帶寬時的
相位裕量大于 45°，在用 Topswitch設計的反激電源中，目標帶寬除受到一般反激電源的幾個限制外（帶寬要小于開關頻率的 1/2（香農采樣定理決定了不可能大于1/2 Fs）；右半平面零點的 1/4（RHZ隨輸入電壓,負載,電感量大小而變化,幾乎無法補償,我們只有把帶寬設計的遠離它,一般取其1/4-1/5）；運放增益限制(補償放大器的帶寬不是無窮大,當把環路帶寬設的很高時會受到補償放大器無法提供增益的限制,及電容零點受溫度影響等）；輸出電容類型的選擇等），還受到內部 7KHz 極點的限制，一般不能太高，約1-2KHz，對一般應用來說，已足夠了。本文是對一個實際電源的分析，所以略過這一步，如果需要了解這個過程，可以從結果反推出來運放的補償部分。
由于 TL431 用輸出供電，由上面TL431用輸出供電時的零，極點特性分析可知，其傳遞函數為(右圖舉例)：
jianjun兄：
我現在在跟一個開關電源充電器項目，碰到一個問題，想請教您一下：
輸入：230V
輸出：21V max 4.0A
開關芯片： TOP268EN
問題點：充電的在某個輸入電壓段（比如200V~216V）恒流4.0A時會有一個100HZ的工頻紋波電流，別的電壓段都沒有問題，
這個問題電壓段會隨輸出電壓的大小變化而變化。
不知您在以往的項目經驗中有無碰到過這種問題，是變壓器設計有問題還是恒流環路有問題？煩請不吝賜教！多謝！
沒遇到過你說的這個現象，個人感覺可以試下
1.從你的反饋環路試下
R4，C4的取值：R5C4形成一個在原點的極點，用于提升低頻增益，來壓制低頻（100Hz）紋波和提高輸出調整率，即靜態誤差，R4C4形成一個零點，來提升相位，要放在帶寬頻率的前面來增加相位裕度，具體位置要看其余功率部分在設計帶寬處的相位是多少，R4C4的頻率越低，其提升的相位越高，當然最大只有90度，但其頻率很低時低頻增益也會減低，一般放在帶寬的1/5處，約提升相位78度。
2.加大輸出電容試下。
先試試吧，看看試驗的效果先~呵
這個是電源部分的電路圖，出問題時是電流環在起作用，恒流4A，C14，R45的值都調過，沒有起色。
今天查了一下，初步確認變壓器沒問題，將新繞的變壓器裝在上一版的PCB上測試，紋波要比現在的板子上好的多，初步估計是Layout問題。
多謝jianjun兄的幫助！呵呵~~~
沒能幫助到你，還有一個實驗，可能的話你試一下，就是你的變壓器次級的信號地和大地之前增加一個103左右大小的高壓瓷片電容或安規電容試試。
我以前碰到過這種現象，也是100HZ左右的低頻紋波有點大，后來把變壓器次級和機殼之前接一個103的安規電容就好了，我的機殼是接的大地。
是有可能LAYOUT的問題，主要是如果是LAYOUT問題的話，不好找干擾源，得慢慢找了
我這個應用沒有接地線，是兩芯插頭，機殼是塑料的，不過還是謝謝你！
干擾源找到了嗎？是哪里的問題？
還有一個地方你看一下，就是變壓器初次級之間的高壓瓷片電容或安規電容，你試著減小一點容量或去掉之后測試一下，這里也有可能產生你說的那個現象；
高手能否幫我看看反饋部分，現在一帶負載工作在DCM模式，占空比也不對，vor也不對。
（32.2-2.5-1.2)/50，公式里面那個2.5V是怎么得來的，感覺有問題；
R4C4一般取值多少，還是不太會算
R1的取值：R1的取值要保證TOP控制端取得所需要的電流，假設用PC817A，其CTR(電流傳輸比)=0.8-1.6,取低限0.8，要求流過光二極管的最大電流=6.6/0.8=8.25mA,所以R1的值<=(32.2 -2.5-1.2)/8.25=3.45K,光二極管能承受的最大電流在50mA左右，431為100mA，所以我們取流過R1的最大電流為50mA，R1>（32.2-2.5-1.2)/50=570歐姆。要同時滿足這兩個條件：570<R1<3.45K;除此以外，R1的值影響開環的增益，傳遞函數R1在分母上，
大神幫我看看這個反饋電路有沒有問題，我是用KA1M0880B和D92-02做的，輸出功率為24V*4A，最大功率時這兩個器件溫度基本都超過70度
煩請樓主將 AN-25 和AN -35 傳上來，我在其官網上沒找到 。謝謝！
好的 稍后我看一下不好意思，是我弄錯了，是
AN-18- TOPSwitch 反激式變壓器結構設計指南
AN-32- TOPSwitch-GX 反激式電源設計方法
你在PI官網上查找AN18，AN32就好了
謝謝！
大神，你這部分，看的不是很懂，雖然以前說過自動控制和信號系統！這部分是不是就是如何使電源更加的可靠？算可靠性分析嘛？ 為什么上分壓電阻直接接到431基準端，所以Kfb=1?? 終于完成個基本框架了~休息一下 這個貼必須頂。 熱烈歡迎拍磚，呵呵 頂起~附件是這次帖子的設計草稿，直接源文件上傳~
一步一步精通單端反激式開關電源設計.docx
感謝無私的分享 分享對自己也是一種總結，挺好的 您好！您的這個文檔里好多公式顯示不了，您看一下。您可以轉化為PDF形式嗎？ 本來是轉為PDF上傳的，但是轉PDF后公式顯示錯亂，所以就上傳WORD版的設計草稿了，WORD版的應該沒問題呀
這個word有些確實沒有公式
樓主不錯，肯定是參閱了大量的資料，這需要很多心血。得出了自已的一份非常不錯的心得樓主辛苦了！強帖！
大家一起學習~ 看不到公式 大神、能把這個word發給我嗎？我在網上下載的、打開總是出錯、、謝謝啦、、 謝謝師傅傳授知識， LZ好人啊，謝謝分享，剛剛開始學習開關電源，拜讀。本主題帖中有關波特圖的繪制軟件使用是Mathcad 15，由于安裝文件有點大，這里就不上傳了！
關于步驟12中，計算好了需要外加散熱片的熱阻后，很多人不知道應該如何選擇散熱片形狀及面積大小，這塊我也不是很了解，但是發現可以從專業做散熱片網站中，看看他們的散熱片熱阻和面積的大小關系來選擇自己需要的
http://www.aavid.com.cn/zh-hans/product-group/standard
辛苦了，非常好的帖子，很詳細！
歡迎一起探討哈~呵呵 應論壇有人建議，舉點實際的例子，畢竟，理論聯系實際，更容易理解，晚上準備一下，明天開始“上菜”
步驟1實例：
1.1、流輸入最小電壓：AC195V，交流輸入最大電壓：AC265V；
1.2、交流輸入電壓頻率：FL=50HZ；
1.3、開關頻率：FS=132KHZ；
1.4、輸出電壓：Vo=32V；
1.5、輸出電流：IO=1.9A；
1.6、電源效率：η=80%；
1.7、負載調整率：SI=±0.2%；
1.8、損耗分配因子：Z = 0.5；
1.9、空載功率損耗：P_NO_LOAD<=800MW；
1.10、輸出紋波電壓：VRIPPLE<200MV。
這個計算變壓器的表格到底是誰發明出來的，好像很多人在用 其實做這個表格很簡單的，按照我上面的步驟，將相應的公式填入EXCEL的單元格就好了，只不過這是個苦力活，所以很多人都偷懶直接搜現成的了，呵 好貼，貌似許多涉及到自動控制原理，這個不懂，看來需要補一下。不是電子專業出身，感覺學著有點吃力。謝謝樓主的分享！ 主要涉及的還是模擬電子方面的知識點比較多，真想了解的話就從頭開始仔細的看看，有什么問題直接回帖就好了，我會第一時間及時回復的，大家一起學習 樓主太給力了，更新如此之快，大贊！ 給力是必須的，繼續更新中，歡迎關注哈 我其實也一直用這個表格在計算，我做的都是小功率的DCM 這個表格還是比較實在，，如果做一個5V10A的，用這個表格算，IP電流就不對了。CCM模式的時候我KRP取0.4 IP電流還是不對。
是的，小功率DCM的比較實在，不過就是表格做的太簡單了，我打算抽個時間做個增強版的，把MOS管選型原則，散熱片熱阻計算，磁芯選擇條件，中間變量等等一起整合一下。
修改一下，既可以DCM又可以CCM就好了。 這個是必須的，呵，突然間發現，你也是個夜貓子。。。。電路調試問題總結：
一、解決MOS管溫升過高問題
以本主題帖講解實例為例，實際調試中發現主要的發熱源是MOS管芯片、高頻變壓器、輸出二極管。
針對MOS管芯片，實際調試中發現，溫升達到了45度，由于TOP246YN提供了兩種開關頻率，132KHZ和66KHZ，通過改變開關頻率為66KHz時，發現效果不明顯，于是主要從MOS管的導通損耗入手，將MOS管換成更低RDS的TOP247YN，然后設置降低外部限流點大小后，發現溫升有明顯改善，最后再適當加大了外部散熱片散熱面積，最終MOS管溫升控制在了25度左右
電路調試問題總結：
二、解決輸出整流管溫升過高問題
仍然以本主題帖講解實例為例，調試中發現輸出二極管，溫升達到了42度，由于第一次樣機使用的是TO220封裝的MUR1060二極管，導通壓降約1.1V，后來改為導通壓降約0.7~0.8V左右的MBR10200，再將TO220散熱片改為寬體的散熱片，輸出整流管溫升等到明顯改善，最終輸出整流管溫升控制在了22度左右
電路調試問題總結：
三、解決上電時輸出過沖幅度太大的問題
在測試輸出過沖幅度指標時，發現上電時輸出過沖幅度有點大，超出了后級供電模塊的安全電壓，分析原因可能是系統反饋環路的動態響應太慢造成的，于是從TL431反饋環路入手，通過改變TL431反饋環路中的零極點位置及大小，可以明顯改善上電時輸出過沖幅度太大的問題。改善后，輸出電壓平穩上升至輸出電壓大小后穩定輸出，我過沖現象
電路調試問題總結：
四、解決輸出電壓100HZ工頻紋波太大的問題
測試輸出電源紋波時，發現100HZ工頻紋波比較大，進行了以下試驗：
1.增大輸出電解電容容量，選用更小ESR的電解電容，測試結果無明顯改善；
2.增大輸入電解電容的容量，測試結果無明顯改善；
3.增加反饋環路的直流增益，以增加低頻段增益，測試結果無明顯改善；
4.在輸出電壓地和機殼地之間接一個103大小的Y電容（機殼地接大地），測試結果100HZ工頻紋波得到明顯改善，基本上可以控制在輸出電壓的0.5%~1%；
喜歡這樣的總結。 我也喜歡這樣的總結電路調試問題總結：
五、解決高頻變壓器溫升過高問題
測試時變壓器溫升時，發現變壓器表面的溫升達到了50度，這樣一來很難滿足85度工作環境下的應用需求，進行了以下試驗：
1.更換磁芯材料，最初選用的是PC40材質的磁芯材料，后更換了PC44材質的磁芯材料，測試結果有輕微改善；
2.為了減小趨膚效應帶來的影響，增加了繞組并饒的股數，測試結果有輕微改善；
3.PCB板上變壓器的焊接引腳全部加大銅皮表面積并露銅處理，測試結果改善不明顯，但有輕微改善；
4.PCB板上變壓器下方開槽處理，增加變壓器上下空氣對流速度，測試結果改善不明顯，但有輕微改善；
經過以上綜合處理后，變壓器溫升得到一定蓋上，現基本上能控制在40度左右；
電路調試問題總結：
六、提高開關電源效率問題
測試電源效率時，發現效率為85.3%，雖然這樣的效率已經可以適合產品應用了，本著精益求精的原則，做了一下試驗：
1.反饋比例分壓電阻最初用的37.4K和3.19K，現在保持分壓不變，改為73.2K,6.19K;
2.去掉了電源輸出指示燈電路；
3.再不影響環路穩定性的前提下，適當減小環路直流增益；
4.輸出二極管采用低壓降，高反向耐壓的快恢復二極管，同時在保證二極管反向耐壓的前提下去掉了輸出二極管兩端的RC吸收電路；
5.合理調試初級繞組的RCD鉗位電路參數，避免不必要的能量吸收；
經過以上試驗后，電源效率有所改善，目前已提高到了87.6%。
樓主，個人覺得像MOS管，整流二極管，濾波電容，變壓器的溫升T應該是由產品的使用壽命來決定，需要在設計時同時考慮它們的使用壽命是否一致，以達到最優設計的目的，還有就是變壓器的表面溫升是50K，是否還需要推導出變壓器內部的溫升是多少？ 大師 哪一個表格啊 可不可以發一份給我啊 531274052@qq.com 現在還在整理中，主要這幾天經常出差在外，沒時間去弄，等空下來了完善好會在這里開源的 那一個表格啊 可不可以發一份給我啊 531274052@qq.com 其實表格只是把帖子中的設計公式整理一下，方便計算，更深層次的原理建議還是看帖子比較好 你有空可以先看看帖子，等整理完了我會及時在帖子下更新的
附件是TDK磁性材料與骨架參考資料
TDK磁性材料與骨架參考資料.pdf
附件是本次主題貼實例講解中的“SCH設計源文件”，其中源文件使用的是PADS 9.5軟件畫的，已導出PDF版本~詳見附件壓縮包
SCH設計源文件.rar
給自己加加油~ 這兩天看看有空寫點PCB LAYOUT方面的東西 完善一下表格公式，CCM模式那塊，坐等 其實不用刻意考慮CCM還是DCM，設計的時候將DCM作為CCM的一個極限情況去考慮就好了 這兩天一直在外面，等過兩天空下來了繼續開工更新
附件是常用的波特圖繪制軟件MATHCAD15，個人覺的還不錯，在反饋環路穩定性環節，涉及到波特圖相關的知識時用這個繪制比較方便，已在WIN7 64位電腦上安裝通過，由于文件太大，直接上網盤：
鏈接：http://pan.baidu.com/s/1c01y4rI 密碼：sm0l
附件是本人入門單端反激式開關電源時使用的PI公司的一款開關電源設計軟件PIExpertSuiteSetup64，覺的挺不錯的，特別是對于入門的工程師來說，作為一個參數校驗的工具是再好不過了。已在WIN7 64位電腦安裝通過，文件太大，上網盤：
鏈接：http://pan.baidu.com/s/1eQyCCiI 密碼：56ls
這個是破解的嗎？還是免費使用的那。 具體忘了，好像一個是官方直接下載的免費版，不需要破解，另一個直接就是破解版，已經在WIN7 64位電腦上驗證通過都可以用。 這個好給力，好人一生平安！ 大神，你好，有沒有pcb的源文件啊，發個照片上來也好啊
投票正式開始，投出的每一票都至關重要，最終大獎花落誰家?我們拭目以待...掃描
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該參賽作品編號為NO.41
果斷掃描 別忘更新哦~等著看呢~電路調試問題總結：
七、解決變壓器高頻嘯叫問題
在進行各種理論計算完成后，就開始聯系打樣變壓器，為了方便調試中對變壓器參數進行改裝，特意聯系了供應商打樣了兩種規格的變壓器：一種浸過絕緣漆的，一種不做浸漆處理。調試中發現工作過程中電源板有幾KZ左右的高頻嘯叫聲，進行了以下試驗：
1.調試反饋環路參數，確認環路參數設計合理，調試過程中高頻嘯叫聲一直存在；
2.測試MOS管開關DS波形及輸出波形，以確認設計參數是否合理；
3.將部分陶瓷電容全部更換為插件點解電容，以排除陶瓷電容的壓電效應產生的嘯叫；
4.更換浸漆處理和未做浸漆處理的變壓器；
5.改變MOS管開關頻率，嘯叫聲有所改善，但無法徹底解決；
經過以上試驗發現，更換浸漆處理過的變壓器后，嘯叫聲基本上沒有了，初步判定是由于變壓器線圈的高頻振蕩引起的嘯叫
我也感覺浸漆是有必要的，我曾經設計一個變壓器，就一直有嘯叫聲。不過我有些不懂，浸漆是浸什么漆？自己手動纏繞的怎樣解決？我是電源小白，愿請解答，謝謝！！
我最近在做一個鋰電池充電器，特別是反饋，一直搞不太明白。看了你的文章，感覺受益匪淺，希望有時間和你繼續交流
幫頂起～～ 一有新的思路會馬上更新的，呵呵 這是最強的 我是工程師 帖子 努力成為最強的“我是工程師帖子”，大家一起進步~八、以初級峰值電流為例驗證設計裕量的重要性
本次試驗以TOP246Y芯片為例，從初級峰值電流的角度驗證設計裕量的重要性。
由于TOP246Y芯片具有限流保護功能，當外部峰值電流大于ILIMIT時TOP246Y芯片會進入打嗝式重啟保護模式。
實驗時，設計需求按輸出32V,2.5A輸出需求進行設計，其他部分設計需求同本主題帖實例，理論計算時，滿載輸出條件下初級峰值電流應該是2.35A（具體不清楚了，大概這個值），理想情況下IP=2.35A< TOP246的最低限流保護點2.44A，芯片不應該進入打嗝式重啟保護模式。但實際情況是：5臺開關電源中有3臺在常溫老化時進入了打嗝式重啟保護模式，降低輸出功率或更換更高ILIMIT的TOP247Y后，故障解除。
故障分析，本次設計的IP=2.35A是按理論計算的數據，由于在實際設計中變壓器的制作工藝，電路實際誤差等因素，實際設計的IP不一定為2.35A，有可能已經很接近MOS管芯片的臨界點了，由于手頭上沒有電流探頭，所以沒有測試實際IP為多少。
試驗目的：本次試驗的主要目的只是為了說明在理論計算設計開關電源時，最好預留充足的設計裕量，特別是在手頭上測試儀器不完善的情況下，建議在理論計算值的基礎上預留設計裕量，這樣才能確保設計的可靠性，當然，手頭測試儀器完善的情況下，可以在實際在調試完善設計參數。
不敢說是最強的，但如果說這是有關反激式開關電源設計入門的帖子中講解的最透徹的還是有底氣的看球休息之余繼續寫點~
九、關于SOT-23封裝和TO-92封裝TL431使用心得
最初選型TL431封裝的時候，為了方便生產工藝，選擇了SOT-23封裝的TL431，調試過程中也沒發現什么問題。于是第二次樣機的時候繼續保持使用SOT-23封裝，由于樣機數量不多，臨時安排了生產線上的工人幫忙焊接，元器件暫時用第一次樣機板子上的元件，這下問題來了，生產線上的個人不會使用烙鐵取元件，使用的是熱風槍，結果最終調試板子的時候發現，5塊電源板其中有4塊輸出只有15V左右（實際需求為32V輸出），最后找到問題這4塊全部都是因為TL431壞了，重新更換后全部OK。
原因分析：可能是生產線上工人用熱風槍吹TL431的時候溫度控制不好，導致TL431損壞，但是之前TO-92封裝的也沒有出現過類似問題，懷疑SOT-23封裝TL431結點溫度之類的可靠性沒有TO-92封裝的好。
解決對策：后續量產果斷改成了TO-92封裝的TL431，至今未發現任何問題。
十、最壞條件測試一——最大漏極電壓
在進行電源設計時，所有的設計均應進行校驗，以確保在最壞條件下不超過元件指標，首先進行如下測試：
最大漏極電壓測試
測試條件：檢驗峰值最高輸入電壓和最大過載輸出功率時，VDS是否超過MOS管規格書中（VDSS-25V）大小。當輸出過載到電源即將進入自動重啟動狀態時的功率即為最大過載功率。
測試目的：是為了保證在最壞條件下最大漏極電壓不超過MOS管芯片的VDS電壓以致損壞MOS管。
十一、最壞條件測試二——最大漏極電流
在進行電源設計時，所有的設計均應進行校驗，以確保在最壞條件下不超過元件指標，其次進行如下測試：
最大漏極電流測試
測試條件：在最高環境溫度、最高輸入電壓和最大輸出負載情況下，觀察啟動時的漏極電流波形，檢驗是否出現變壓器飽和的征兆和過多的前沿電流尖峰。
測試目的：防止最壞情況下變壓器飽和或初級峰值電流超過MOS管芯片流限值而進入重啟保護模式
十二、最壞條件測試三——主要功率元件熱檢查
在進行電源設計時，所有的設計均應進行校驗，以確保在最壞條件下不超過元件指標，最好還應進行如下測試：
主要功率元件熱檢查
測試條件：在最大輸出功率、最小輸入電壓和最高環境溫度條件下，檢查主要功率元件如MOS管芯片、變壓器、輸出二極管和輸出電容是否超過溫度指標。
測試目的：防止主要功率元件在最壞情況下因超過溫度指標而損壞器件、影響元件壽命或進入保護模式。
原本打算寫點反激式開關電源PCB LAYOUT專業性方面的東西，結果發現網上很多這方面的資料，所以想想還是寫點技巧性方面的注意事項好了
PCB LAYOUT技巧一：關于浪涌防護電路
浪涌防護電路主要是保護電路在浪涌能量信號的干擾下不損壞后級電路的元件，以交流220V輸入電壓為例，大多數的防護電路都是在L、N之間，L、N對大地之間接一個470V或560V的壓敏電阻，但這樣有一個弊端，壓敏電阻的使用壽命會和他吸收能量的大小還有次數有關，當交流輸入電源的電源質量很差時，電源中的瞬態脈沖信號會經常擊穿壓敏電阻，從而嚴重影響壓敏電阻的使用壽命，所以在這里建議使用一個壓敏電阻和氣體放電管串聯的方式來進行保護，具體的壓敏大小和直徑大小要依據具體的輸入電壓應用場合和需要防護的浪涌能量等級進行選擇。
PCB LAYOUT技巧二：關于L和N走線層的建議
很多工程師在PCB布線時，只要滿足電氣性能和EMC要求，基本上很少區分PCB頂層和底層的走線。這里個人建議，在滿足電氣性能和EMC等基本要求的前提下，建議走線時L（火線）線走底層，N線（零線）走頂層。原因是為了防止調試時儀器或人本身容易觸碰到頂層的走線而引起安全事故。當然這里純屬個人建議
PCB LAYOUT技巧三:關于散熱片下方走線時建議打白油處理
當然這里不建議散熱片下方走線，原因是散熱片一般是和功率元件的某個電氣引腳連接的，而散熱片在安裝時很容易刮破散熱片下方的銅皮走線，一旦在潮濕環境下很容易發生電氣連接上的短路現象，實在受其他因素影響要在散熱片下方走線時，建議在散熱片下方的走線區域打上白油，這樣可以起到一定的保護和絕緣作用
PCB LAYOUT技巧四:關于用多個元件串并聯代替單個元件的建議
在對成本和體積不是要求很高的場合，個人建議設計時用多個元件串并聯代替單個元件：
例：
1.初級RCD吸收電路中的電阻R，個人建議設計時預留兩個電阻R的位置，一方面方便調試，另一方面也為電阻的功率裕量預留了更大的空間，增加了可靠性；
2.預留多個輸出濾波電容的位置，一方面多個輸出濾波電容并聯，可有效減小輸出濾波電容的等效ESR，另一方面，增加了輸出濾波電容的紋波能力，增加了電路設計的可靠性；
3.反饋分壓電阻建議使用多個電阻串并聯的組合，增加電路設計的可靠性；
PCB LAYOUT技巧五:建議設計時預留關鍵測量信號的測試點
設計時，建議預留關鍵測量信號的測試點，個人建議按如下原則：
1.如果只是為了工程樣機時的測試，個人建議預留通孔式的測試點，這樣方面測試時萬用表和示波器探頭的插入，不會出現測試時誤碰到其他地方引起燒機現象；
2.如果是為了量產時生產線上的工裝夾具測試，建議預留單面的非通孔式的測試點，方便工裝夾具的頂針測試；
PCB LAYOUT技巧六:建議通用件至少預留兩種通用封裝
建議設計時對于常用的通用元件至少預留兩種封裝設計。
例：
電解電容預留兩種封裝設計的主要目的是因為，電解電容同一容量、耐壓規格的型號會存在多種腳間距或本體直徑高度的現象，預留兩種封裝的好處是調試時可以靈活更換型號或部分關鍵電容供貨周期太長需要更換型號時方便靈活變更；
散熱片的類型也有很多種，有鋁型材的，翅型的，還有壓鑄型的，設計時最好綜合考慮可能需要外加的散熱片的體積大小，到時候靈活使用；
功率電阻有大體積封裝的，也有小體積封裝的，如果預留了兼容兩種封裝的話，就增加了購買元件的方面性
PCB LAYOUT技巧七：對絕緣耐壓有要求的場合或大的功率元件下方PCB板建議間隔性開孔處理
1.首先，對于絕緣耐壓有要求的場合，PCB板上開孔可以降低隔離兩端信號的介電常數，增加絕緣；
2.其次，大的功率元件下方PCB板上開孔，其主要目的是為了增加大功率元件上下之間空氣的對流，以減小功率元件的溫升；
但是有一點需要注意，當在PCB板需要開一個很長的槽孔時，建議分段開孔，這樣做的目的是為了加強PCB開孔處的韌度
PCB LAYOUT技巧八：正確選擇單點接地
通常輸入濾波電容公共端應是初級回路其它的接地點耦合到大電流的交流地的唯一連接點，同一級電路的接地點應盡量靠近，并且本級電路的電源濾波電容也應接在該級接地點上，主要是考慮電路各部分回流到地的電流是變化的，因實際流過的線路的阻抗會導致電路各部分地電位的變化而引入干擾。
做不到單點時，盡量接在比較集中的一塊銅箔處。盡量加粗接地線 若接地線很細，接地電位則隨電流的變化而變化，致使電子設備的定時信號電平不穩，抗噪聲性能變壞，因此要確保每一個大電流的接地端采用盡量短而寬的印制線，盡量加寬電源、地線寬度，最好是地線比電源線寬，它們的關系是：地線＞電源線＞信號線，如有可能，接地線的寬度應大于3mm，也可用大面積銅層作地線用,在印制板上把沒被用上的地方都與地相連接作為地線用，當接地線的寬度無法做到很寬時，建議在制作PCB的時候將PCB銅厚做成2OZ，3OZ，同時做露銅處理，待生產時對露銅出做加錫處理。
PCB LAYOUT技巧九：增大功率元件引腳的焊盤面積大小
在完成開關電源的PCB LAYOUT后，建議專門針對功率元件引腳的焊盤進行補銅加大處理，并根據實際情況做露銅處理，這樣做的目的有兩個，一方面，大的銅皮焊盤對功率元件的散熱有一定作用，另一方面加大焊盤銅皮對焊盤引腳的牢固性也有好處，可防止維修調試時烙鐵溫度掌握不好而導致焊接元件時掉銅皮的現象
繼續~持續更新
十四、關于變壓器開氣隙位置的建議
變壓器開氣隙位置：邊柱開氣隙或中柱開氣隙。
1.邊柱開氣隙，好處是每個氣隙比較小，約等于中間開氣隙的高度的一半就可以的，因此氣隙引起的擴散磁通效應就比較小，從而有助于降低繞組渦流損耗，但是在邊柱開氣隙，磁場會擴散到周圍的空間，會造成近場輻射和近場耦合。因此對EMI要求不高的場合，可以考慮邊柱開氣隙；
2.中柱開氣隙，由于氣隙磁場被繞組包住，因此沒有近場磁場擴散的問題，但是中柱開氣隙的話氣隙高度相對邊柱的話就比較大，引起的擴散磁通效應就比較大一點，繞組渦流損耗也會相應增加。
個人建議采用中柱開氣隙的方法。
十五、關于變壓器開氣隙方式的建議
變壓器開氣隙方式一般有兩種方式：墊絕緣紙和磨磁柱開氣隙
1.墊絕緣紙：墊紙必須在磁路的中心和邊緣都墊，優點是容易控制間隙的距離，生產工藝會因此簡單化，且方便調試時靈活變更氣隙厚度；缺點是氣隙很小時不好控制墊紙厚度，并且墊紙漏磁也會稍大；
2.磨磁柱開氣隙：是磨床磨出來的，可以只磨心柱，這樣漏磁稍小，優點是參數比較穩定，氣隙厚度不會受溫度或磁芯壓縮強度的影響。缺點是氣隙一旦磨出，不方便修改其大小，另外數量太少的話，很多廠家不事很愿意磨，自己磨則相當困難，不容易保證氣隙均勻一致，同時也會存在氣隙很小時不好磨的問題。
個人建議調試或數量比較少的時候采用墊絕緣紙的方法就可以了，數量比較大時采用磨磁柱開氣隙。
白油怎么設置那？ 白油就是PCB板上的絲印層，在LAYOUT軟件中，用2D線或銅皮放在絲印層都可以是白油信息
十三、對制成成品后的開關電源板進行三防漆噴漆工藝處理
對于基本功能調試完成后，準備進行老化試驗的開關電源板，建議對板子上的表貼元件及露銅焊盤處進行三防漆噴漆工藝處理，這樣做的目的是為了防止元器件在高溫高濕等惡劣環境條件下出現老化而導致元件參數的變化，另一方面，噴漆也增加了元件之間的絕緣強度。這里有一點需要注意，對于功率元件，個人不建議做噴漆處理，因為噴漆后對功率元件的散熱性能會有一定影響。
等待跟新 哈哈，有點追劇的趕腳
十六、關于匝比不變的情況下增加和減少變壓器匝數的影響
保持匝比不變的情況下，增加或減少變壓器繞組匝數主要會產生以下影響：
1.匝數越多，匝間電容、線圈之間的電容越大，但初次級之間的耦合更緊密，漏感越小；反之，漏感越大；
2.匝數越多，需要的繞組導線的長度變多，變壓器的銅損越大；反之，銅損越小；
3.匝數越多，磁芯交流工作磁通密度越小；反之，磁芯交流工作磁通密度越大，磁芯更容易進入飽和；
4.匝數越多，增大了磁芯的體積、繞制工藝以及漆包線用料和成本；
5.匝數越多，磁芯里面的勵磁電流增大導致磁芯損耗增大；
關于匝比不變的情況下，匝數的多少需要結合多種因數綜合考慮。
反激式開關電源設計時，一般都會有反射電壓VOR這個參數，而大部分的應用中都只是簡單的建議反射電壓的選擇范圍，而并沒有解釋清楚為什么反射電壓推薦在這個范圍內，下面就來講解一下為什么大部分的應用中推薦的反射電壓的選擇范圍是85V到135V之間。
十七、從開關應力角度深入理解反射電壓VOR的選擇范圍
首先，假設交流輸入范圍AC195V~AC265V，輸出VO=32V，輸出二極管正向壓降VF=0.7V，開關MOS管BVDSS=700V，輸出整流二極管反向電壓VD=200V，變壓器匝比為N，反射電壓VOR=N*(VO+VF)
但開關管關斷時，考慮開關管預留10%的開關應力，則
BVDSS*0.9 > 1.4*1.5*VOR+VMAX=1.4*1.5*N*(VO+VF)+VMAX
→N < (BVDSS*0.9-VMAX)/(1.4*1.5*(VO+VF))=(700*0.9-375)/(1.4*1.5*(32+0.7))=3.71
但開關管打開時，考慮輸出整流二極管預留10%的開關應力，則
VD*0.9>VMAX/N+VO
→N >VMAX/(VD*0.9-VO)=375/(200*0.9-32)=2.53
→2.53 < N <3.71
綜上，由于VOR=N*(VO+VF)，則有
2.53*(VO+VF)< VOR <3.71*(VO+VF)
→82.7< VOR<121.3
到這里，相信大家應該從開關應力角度理解了反射電壓VOR的選擇范圍
由以上分析可知，單純考慮MOS開關管和輸出整流二極管的開關應力的前提下
反射電壓越大，即匝比選擇越大，對MOS開關管的BVDSS要求越高；
反射電壓越小，即匝比選擇越小，對輸出整流二極管的反向耐壓VD要求越高。
十八、關于工程上磁芯開氣隙的大小建議
步驟十八中有提過，工程上開氣隙時，Lg的范圍：0.1mm<=Lg<=2mm,這里在進一步細化一下，
1.氣隙的最小厚度仍然是0.1mm，太小的氣隙厚度很難滿足變壓器的可制造性標準，并會導致較大范圍的元件特性和容差變化；
2.氣隙的最大厚度建議不超過磁芯橫截面尺寸直徑的1/11，如果氣隙附近邊緣效應非常顯著，可能導致高漏感及高箝位損耗，因而會降低效率。
所以磁芯的最大氣隙厚度和所選磁芯的中柱直徑直接相關了
十九、關于峰值磁通密度驗證時的大小建議
在理論設計完成后，需要對計算的參數進行驗證，其中有一項是峰值磁通密度的驗證，很多MOS管芯片規格書中都只是給出了推薦的最大峰值磁通密度，工程上一般的經驗是這樣的：
1.最大峰值磁通密度建議不要超過MOS管芯片規格書給出的推薦建議值，例如PI公司的TOP246芯片，建議的最大峰值磁通密度大小為4200高斯，一旦超過了給出的建議值，變壓器磁芯可能出現飽和現象，并且可能損壞MOS管芯片。這種最差條件下會出現在啟動或過載/短路、高壓交流輸入和最高額定環境溫度下。遇到這種情況，可通過以下幾種方式進行優化：增加磁芯尺寸或磁芯截面積、增加初級繞組和次級繞組圈數、選擇較小規格的MOS管芯片等。
2.最小峰值磁通密度，工程上建議不要低于0.1T，一旦低于0.1T，變壓器設計就不是成本性能等綜合因素的最佳化設計，遇到這種情況，可通過減小磁芯尺寸、減小初級繞組和次級繞組圈數、減小電流波形系數等方式進行改善。
二十、關于計算繞組匝數時使用的最大交流工作磁通密度BM和最后設計驗證時驗證的BM的關系
以162樓計算結果為例，這里假設最大交流工作磁通密度BM=0.2T，計算出來的初級繞組匝數=24匝，然后后面167樓驗證了3000≥BM≥2000符合設計要求。這里有人會問了，你前面計算的時候選的BM=0.2T計算出來繞組匝數后，然后用這個繞組匝數返回來驗證BM是否符合3000≥BM≥2000，這不是多此一舉嗎？
是這樣的，這里前后的兩個BM應該要區分開來，
首先計算繞組匝數時的BM是我們選定的一個初步計算值，一般過程上建議選擇0.2T~0.3T，也可以是K*(BS-BR)，這樣計算出來的繞組匝數還需要用來驗證后面的變壓器工藝是否繞的下，變壓器氣隙厚度是否符合設計要求等，一旦驗證不通過時，就需要通過改變繞組匝數大小來滿足變壓器工藝要求，這樣再用最后確定下來的繞組匝數返回來驗證實際工作的最大交流磁通密度BM是否合理。
所以說，計算繞組匝數時用的BM只是一個初步選定值，驗證時的BM才是最終實際工作的BM值。
二十一、關于選用繞組線徑大小和繞組股數層數的建議
在選用繞組線徑大小和繞組股數層數，個人建議的方法：
1、先根據開關頻率FS確定單股可用的最粗線徑大小；
2、根據最大電流密度確定單股等效最大線徑大小；
3、根據步驟1和2確定了可用單股等效可用線徑的大小后，再通過反復堆迭驗證繞線股數和層數，這里個人建議在EXCEL里做幾個簡單的計算公式，以方便堆迭設計時反復驗證。
二十二、關于計算初級繞組電感量時使用儲能方程式還是脈動電流方程式的問題
目前計算初級繞組電感量的計算公式主要有兩種：儲能方程式計算和脈動電流方程式計算；
儲能方程式：
脈動電流方程式：
其中，儲能方程式考慮到了電源效率和損耗因子，比較接近實際情況，但考慮到不同效率和損耗因子情況下計算出來的電感量會有一定的偏差，所以這里個人建議，在計算初級繞組電感量時用儲能方程式計算，待計算完成后可考慮用脈動電流方程式進行簡單的驗證，實際取電感量大小時，可綜合兩個計算公式計算出來的值，最后在實際調試中進行優化。
實驗過兩種計算公式不同設計需求時計算出來的初級繞組電感量還是有一定的差別，有空我再好好研究一下哪種模型更接近實際情況 請問版主，式中Z代表什么呀？KP是不是磁芯參數？FS是頻率嗎？ 請問一下式中0.9是怎么來的？1.4和1.5是什么取值？ 不理解樓主說的“1.匝數越多，匝間電容、線圈之間的電容越大，但初次級之間的耦合更緊密，漏感越小；反之，漏感越大；”這一條，我之前測試的在原邊電感量相同的情況下，匝數越多，漏感越大啊？漏感應該也和匝數平方成正比吧 這個是有問題的？！ 你好，版主，你的這項實驗的最高環境溫度，是指產品有可能工作的環境溫度呢，還是人為設定一個苛刻的溫度值。 不是思議，還用插件的 貼片加工應該不會有這些問題了 感謝樓主，好帖啊 大家好才是真的好 **此帖已被管理員刪除** 上傳點你們公司的變壓器設計驗證的資料唄
這幾天正在根據本主題帖的步驟整理
EXCEL格式的“反激式開關電源電子設計表格旗艦版”
表格中有很多地方目前仍在持續更新中，包括表格的樣式，CCM模式暫時還未考慮進來，各種損耗部分暫未添加等等，后續有時間持續更新，先讓大家嘗個鮮
，也順便一起驗證一下。
希望能制作一份全網絡最流行的“反激式開關電源電子設計表格”，我會一步一步朝著這方面努力，表格也會持續更新 先不說了，直接上干貨反激式開關電源電子設計表格旗艦版（持續更新中）.xls
這個表格可是花了好多心思整理的，希望大家猛烈拍磚和認真驗證下
嚴重支持~ 有支持就有動力 該表格目前只適合DCM模式使用，所有參數均已在 PI EXPERT軟件中加以驗證目前發出來是想先讓大家嘗嘗鮮，待更新的部分有：
1.表格中145行以后的部分正在抓緊整理和驗證，這部分大家先暫時不要參考；
2.待整合兼容CCM模式；
3.待增加各個重要部分損耗參數；
4.待增加初級RCD鉗位電路參數計算部分；
5.待增加次級RC吸收部分參數計算部分；
6.待增加輸出電容選型部分；
7.待增加反饋環路參數選擇部分；
8.待增加表格樣式的美觀化整理；
9.待增加。。。
既然想做旗艦版，應該還有好多好多待增加的部分，后續慢慢來，也希望大家多提意見~
一步一步精通單端反激式開關電源設計計算工具V1.0，修正內容：
1.初級繞組導線線徑、股數及繞線層數的選擇；
2.次級繞組導線線徑、股數及繞線層數的選擇。
見附件。
一步一步精通單端反激式開關電源設計計算公式V1.0.xls
一步一步精通單端反激式開關電源設計計算工具V1.1---2015-05-30
修正內容：
表格現有功能包括次級繞組相關、變壓器能否繞制判斷等進行完善。
待更新功能（持續更新中）：
待整合兼容CCM模式；
待增加各個重要部分損耗參數；
待增加初級RCD鉗位電路參數計算部分；
待增加次級RC吸收部分參數計算部分；
待增加輸出電容選型部分；
待增加反饋環路參數選擇部分；
待增加表格樣式的美觀化整理；
一步一步精通單端反激式開關電源設計計算工具V1.1.xls
一步一步精通單端反激式開關電源設計計算工具V1.1與PI EXPERT設計結果對比（DCM模式）
PI EXPERT設計結果：
一步一步精通單端反激式開關電源設計計算工具V1.1與PI EXPERT設計結果對比（DCM模式）
一步一步精通單端反激式開關電源設計計算工具V1.1設計結果：
”一步一步精通單端反激式開關電源設計計算工具V1.1“與”PI EXPERT“設計結果基本上比較吻合，正在一步一步細化和驗證中，最新版本會及時發布。
建議考慮，把變壓器設計參數放在最前面，按步驟來，，其他的可以放在后面。畢竟變壓器參數出來了，其他選型都基本上出來了，最終以實際溫升重新評估選型。，最重要的就是溫升過不了的時候需要反復的計算變壓器優化參數提高效率。，比如可以把磁芯骨架選項放在前面，只是個比喻而已，僅供樓主參考，實際其他選型，跟成本，溫升，體積都有關系，需要進一步裝機調試點溫度才能確定，所以建議考慮放在最后面，在此之前需要不斷優化變壓器參數進行驗證。 如果是推三極管的，就不需要MOS那項了，RCC呢，所以原件選型建議放最后，每個公司的IC外部計算多少有點誤差，不能按完全按照PI芯片計算，比如每個公司的IC OCP 過流閥值都不一樣 還有電容那個參數，我剛試了一下 做個11W的，實際電容19UF 用表格就是計算不出來。容量下不來。不知是什么原因，望樓主檢查，，以上純屬個人建議。。隨時關注樓主更新。制作這表格確實花了不少心思，樓主辛苦了初步原型是以MOS管控制芯片為基礎的單端反激式開關電源設計，待這塊功能和性能完善后，再考慮把RCC控制，單端正激，雙管推挽等其他拓撲考慮進來，
呵，會一步一步考慮進來的
至于你說的 “我剛試了一下 做個11W的，實際電容19UF 用表格就是計算不出來”，是這樣的
這里電容的確定有兩種方式，一種是先確定設計的最低直流輸入電壓，然后根據最低直流輸入電壓大小計算出所需要的電容大小；另一種方法是先估算電容大小，然后選擇一個規格比較接近的常用型號，最后通過所選擇的電容大小來計算最低輸入直流電壓。
表格中是這樣計算電容的：
分寬壓輸入和常壓輸入兩種情況，如果是寬壓輸入，輸入電容大小就取輸出功率的2.5倍，如果是常壓輸入，就取輸出功率的1.2倍。當然這只是理論計算出來的推薦值，最終還是會根據實際情況由用戶輸入一個實際選定值，后續的所有計算都是基于這個實際選定值的
恩，你的建議挺不錯的，可以考慮，不過暫時我打算先把重心放在參數設計的正確性和表格功能的完善性上，待這些都整理的差不多了，就開始在步驟格式上進行優化，先收納下你的建議了一步一步精通單端反激式開關電源設計計算工具V1.2---2015-06-01
修正內容：
增加設計警告突出顯示功能，例
待更新功能（持續更新中）：
1.待整合兼容CCM模式；
2.待增加各個重要部分損耗參數；
3.待增加初級RCD鉗位電路參數計算部分；
4.待增加次級RC吸收部分參數計算部分；
5.待增加輸出電容選型部分；
6.待增加反饋環路參數選擇部分；
7.待增加表格樣式的美觀化整理；
一步一步精通單端反激式開關電源設計計算工具V1.2.xls
一步一步精通單端反激式開關電源設計計算工具V1.3---2015-06-01
修正內容：
修正了部分參數設計時的BUG
一步一步精通單端反激式開關電源設計計算工具V1.3.xls
樓主講了那么多,主要還是介紹PI芯片,其實PI公司的芯片對于大多數市面上的小功率開關電源并不適用,第一是因為價格,第二是因為備貨周期.市面上區區一個小功率反激式的開關電源價格只要8-9元,而PI公司TOP系列的芯片就要7-8元,這個成本是限制PI公司的芯片在小功率開關電源發展的最大因素.
另外樓上講解的PI公司的開關電源的計算其實不需要這么多篇幅,只需要將PI公司的技術手冊上傳一份就行了,另外最快的使用PI公司芯片的方法是使用PI公司自己開發的PI開關電源設計軟件就行了.PIExpert_設計指導.pdf
%20%20PI公司的開關電源設計軟件有一定的局限性,它只能設計小功率的反激式開關電源,對于大功率的正激式以及推挽式開關電源,只能是愛莫能助.PI公司的開關電源設計軟件名稱為PIExpertSuiteSetup,大家百度一下就知道了.
%20%20樓主如果想幫助更多的菜鳥學習開關電源,最好還是講解一下市面上常用的UC系列以及LD系列的電源管理芯片如何使用的,以及怎么樣套用反激式開關電源的計算公式.我再上傳一份網友根據<精通開關電源設計>一書寫的開關電源設計軟件SMPS,SMPSKitV8.5.rar
%20%20樓主,建議你像新月GG,wangchuangchu,以及樂工那樣上點真正的干貨,解讀一份技術手冊意義不是太大.
另外還有一個疑問,我一直放了很久,就是PI公司技術手冊中的計算公式和很多書籍上的計算公式計算下來偏差很大,如果電源管理芯片不使用PI公司的話,我一直都采用書籍上的推薦公式結合自己的經驗,不知道樓主有沒有驗證過我上面的問題,看你把PI公司的技術手冊玩的很溜,不知道能不能給個說法.謝謝 我初步驗證了下，PI公司技術手冊中所用到的計算公式基本上都是開關電源里用到的通用公式，計算時會有小的偏差，但都不會很大，對于個別重要的參數，我從各個角度去驗證過，寫這篇主題帖時，將各個公式詳細講解推導過程的主要的目的也是想那些剛入門反激式開關電源的人不要束縛在PI的框架里，要真正掌握各個工作過程中的精髓，至于cjhk兄所說的如果換成其他公式的電源管理芯片，是否有一個通用的平臺來計算呢，我目前正在做這個整合工作，只是最近比較忙，再加上整合時關聯的因素實在太多，所以還是需要點時間的呵呵%20是這樣的，這篇主題帖本來就是分析小功率的反激式開關電源設計方面的，暫時還沒涉及到正激及推挽式的拓撲，后續有時間我會好好研究一下。
本主題講解的主要目的不是為了講解PI公司的芯片而講解，更多的是想以這個入門，講解反激式開關電源設計過程中很多計算公式的推導過程，計算過程中需要掌握的基礎知識以及設計過程中需要考慮的綜合因素。用PI%20EXPERT軟件做對比，只是為了更好的去驗證主題帖中涉及到的理論知識和實例。簡單的說，是想通過這篇主題帖授之以漁，而不是簡單的發個公式授之以魚
LZ、對于我們這些入門、你寫的、已經很棒了、最起碼花了那么多心思、、多謝了、、、頂你、、、樓主對反饋環路部分的講解還是不錯的。
呵呵%20多謝支持！您好，不知怎么感覺開關電源要學的東西太多了。
開始寫這個帖子的時候我也沒感覺要寫這么多，寫著寫著就這么多了，呵%20開關電源要學的東西還是挺多的，不錯只要掌握了最基礎的知識后，后面的路就會輕松很多的
開關電源學習過程中很多疑惑，每本書講原理倒大同小異，但公式各不相同，真的不知所從，還請指點迷津，說說過來人的心得體會。 幫忙頂一個，等待更新！
當初學習開關電源的時候確實也有很多的疑惑，最重要的心得體會就是永遠不要停留在想的層面，想到什么就去驗證自己的想法，只有你去做了，才會有真正的收貨，尤其是對于開關電源這種對實踐要求很強的技術來說，動手很重要。
至于計算公式，我覺得lxd626794倒不必太糾結這個，雖然各個書本上用的計算公式各不相同，但基本上都是同一個基礎公式演化而來的，只要掌握了最基本的電路原理和最基本的電路公式，其他的就靈活運用就好了。另外，如果感覺這篇帖子寫的不錯，方便的話幫忙在投票區投個票，謝謝了
%20
好的，待會馬上去投票。這兩天都在看你的貼，受益良多。昨晚還看到凌晨3點多，有的地方看一兩遍還沒看懂，不過書讀百遍，其義自現，多看幾遍就好了。看你這水準，入行很久了吧，我都入這個行業三年了，感覺連門都摸到。 多謝支持，有不清楚的地方直接留言就好了，我們一起探討學習，大家共同進步哈 好的，投了你10票，加油！ 多謝，我現在也還在繼續深入研究反激式開關電源，還有很多的的地方需要學習，我們一起交流 主要是請多多指教。另外別的拓撲也發些貼子好。 恩，等過兩天出差回來后會繼續更新帖子的~暫時先把反激式弄的差不多后會考慮寫些其他拓撲的帖子的 繼續加油，我投你10票。
多謝支持，%20等出差回來后繼續更新~加油加油
樓主你好，我在問題是這樣，如圖是用TNY275PN的方案做的一個開關電源，設計的輸出為5V輸出，但是在幾次的測試中，發現在基本每次都是工作兩天后，發現板子指示不亮了，剛開始還以為是板子短路了，TNY275自動保護了，因為重新上電后，又可以正常工作，但是最近在發現板子指示燈不亮了，通過萬用去測輸出，發現只有不到1V的電壓。但是重新上電后，又會恢復正常，所以借此向你請教？感謝！對于此原圖，實際做板時，只有兩個元件參數不一樣（因為手上暫時沒有，所以用現成的替換），一個是RF1 改成了10歐1W，L3 用的是1mh 0.4A的工字電感
沒遇到過這樣的問題，會不會是設計變壓器的時候設計裕量預留不夠呢，導致MOS管芯片進入打嗝式重啟保護了 您好，看到您這篇寫這么專業，我們公司想定制一個開關電源，想和您聯系，方便告知聯系方式嗎 這下過年回家有的學習了！樓主辛苦了 寫帖子、制作Excell表格需要耗費大量時間，樓主太牛X了！順便問一下，多路輸出應該怎么設計？磁芯應該要重新設計吧？其它路輸出繞組怎么設計？ 帖子技術難度不高，但是工作量確實是巨大的。。。 多路輸出和單路輸出原理上是一樣的，首先確定一個主輸出繞組，磁芯這塊不用太大變動，因為磁芯主要按輸出功率和開關頻率進行選擇的，其他繞組的話按確定的反射電壓和初級繞組進行匝比換算就好了
一步一步精通單端反激式開關電源設計計算工具V1.4---2015-06-05
修正內容：
修正了部分參數設計時的BUG
修正了表格輸入變量、中間變量、輸出變量的顏色突出顯示
一步一步精通單端反激式開關電源設計計算工具V1.4.xls
灰常感謝LZ，搬個小馬扎，慢慢聽課。 好貼，先頂個再細看！ 多謝支持，如果感覺這篇帖子寫的不錯，方便的話幫忙在投票區投個票，謝謝了，呵繼續優化：
一步一步精通單端反激式開關電源設計計算工具V1.5---2015-06-05
修正內容：
優化了磁芯選擇時的選擇原則；
優化了表格顯示方式；
優化了部分設計參數；
對比網上流行的主流變壓器設計軟件進行參數確認；
一步一步精通單端反激式開關電源設計計算工具V1.5.xls
一步一步精通單端反激式開關電源設計計算工具V1.6---2015-06-05
修正內容：
增加了輸出整流二極管的選擇原則的判斷；
增加了輸出濾波電容的選擇原則及判斷；
一步一步精通單端反激式開關電源設計計算工具V1.6.xls
下一步計劃把初級RCD鉗位電路的參數整合進來！ 巴薩太棒了，簡直是一群魔鬼， 巴薩不是魔鬼，梅西才是魔鬼
等待更新，樓主加油
繼續優化：
一步一步精通單端反激式開關電源設計計算工具V1.7---2015-06-09
更新內容：
增加了初級RCD鉗位電路參數計算部分
待更新功能（持續更新中）：
1.待整合兼容CCM模式；
2.待增加各個重要部分損耗參數；
3.待增加次級RC吸收部分參數計算部分；
4.待增加反饋環路參數選擇部分；
一步一步精通單端反激式開關電源設計計算工具V1.7.xls
樓主加油！新手學習中 加油加油
非常好的帖子，最近也在調反激電源，想問下樓主，我做的380VAC輸入24V/2ADC輸出，在輕載0.2A~0.8A)和接近滿載(1.2A~2A)時驅動波形抖動厲害，而且管子和變壓器發熱厲害，變壓器有時還叫囂。請問這與什么有關？期待講解反饋補償設計。
2A輸出，輸出整流管是會有點熱的，需要外加散熱片
變壓器發熱有很多方面的影響了：
看一下變壓器部分損耗主要來自鐵損還是磁損，然后實際中調試下看看；
在選擇磁芯的時候，用的AP法或功率查表法選擇好磁芯后是否有預留一定的裕量；
電源工作模式時DCM還是CCM，如果是CCM模式的話建議用AP法選擇好磁芯后預留2~3倍裕量；
有沒有測試過變壓器的具體溫升是多少，一般40度左右溫升是正常的；
反饋補償部分是否合理設計了，可通過電源常規測試指標簡單驗證下；
變壓器叫囂的話有可能變壓器本身設計有問題，也有可能只是變壓器浸漆工藝沒做好。
等有空了再深入的剖析下反饋環路
謝謝樓主提出這么多建議，我的是DCM模式的，變壓器磁芯用的PQ26/25,這100多W，我的輸出才48W。磁芯沒問題。
變壓器自感3.5mH,漏感60uH，初級125T，次級10T。三明治繞法。
給樓主看個波形：圖一是0.3A左右輕載時的驅動波形。圖二是1.5A時接近滿載驅動波形，1A左右波形很正常。這波形異常回是什么引起的呢？
是否環路部分設計不合理呢？最好上個原理圖看看
Power220_380v.pdf
這是我的原理圖，不過現在波形問題解決了，就是在UC2844的3、4腳間接了個101pF的電容。不理解為什么接了這個電容就好了。
目前變壓器在響，額定工作時，開關管溫度達到70多度（室溫30度左右），變壓器溫度稍低些。繼續調試找原因，也希望樓主能幫幫忙看看，給些指導。
3腳和4腳沒關聯呀，一個是外部振蕩頻率輸入腳，一個是過流檢測輸入腳。。。。
變壓器響建議最好先排除工藝問題先，確認變壓器浸漆良好，然后再從設計上找問題；
開關管溫度達到70多度，40度的溫升一般很正常了，如果你還想降低的話，可以考慮使用更低RDS的MOS管，或者加大開關管外部散熱片的類型和面積試一下，理論計算散熱片的話可以參考下21樓和157樓示例。
1. 3腳和4腳之間是可以進行斜率補償的，芯片資料里提到過，但電路不是一個電容就了事了；
2. 變壓器是打樣的，不過我懷疑變壓器的設計有問題，變壓器設計如下：
輸入：320V~560VAC 開關頻率：120KHz
輸出：24V、2A 占空比D：0.45
采用PQ26/25磁芯 L=3.5mH 初級125T（0.5mm線） 次級10T（0.8mm線）
變壓器的匝比是不是太大了，算過來反射電壓300多V了。
我后來自己算了一個匝比，占空比調到0.3，L=1.265mH ,初級93（0.5mm線）, 次級12T（1.7mm線）, 次級的線徑是不是太粗了？
3. 另外一個就是反饋環路的問題了，是不是把低頻音頻信號放大了，傳到變壓器把聲音發出來？
關于第2點，問一下：
1.為什么不考慮使用雙線220V電壓輸入呢？
2.你使用的MOS管開關的最大BVDSS時多少？
3.你測試時有沒有在使用調壓器在最大交流輸入電壓下測試呢？
看法：
1.匝比太大主要考慮的是你MOS管的電壓應力大小和初級漏感大小，如果這兩個允許的話匝比大一點倒無所謂。這里我也覺得匝比有點問題，初級125T ，次級10T，那最大輸入電壓情況下，你的MOS管的BVSS已經到了1400多V了。。。
2.你重新算過的匝比我覺得倒有點合理，當然前提是考慮MOS管的耐壓應力，不過你這里取初級93, 次級12T的話，磁芯開氣息就比較大了，磁芯的邊緣效應會影響效率，建議取初級84，次級14；
另外，這里的初級和次級線徑的大小太粗了，考慮到導線的趨膚效應，單股導線不能大于0.382mm，可以采用多股并繞的方式，你這里次級不需要1.7mm這么大，太大的話導線電流密度很小，太浪費了，簡單算了一下，次級等效單股線徑1mm左右就夠了， 可以采用4股0.35mm左右的線并饒就好~
關于第一點建議你好好研究下，并在實際電路中調試一下，可能的話分享一下你的研究成果，呵呵！ 關于第3個問題，反饋環路的作用主要是為了保證變壓器的工作穩定，兼容動態響應和環路帶寬，至于為什么會響，應該是電路中的高頻噪聲耦合到了變壓器線圈導致線圈振動發聲的吧，如果變壓器參數設計合理，浸漆工藝良好，應該不會有聽到響聲的 以上純屬個人見解，呵呵~ 關于線徑大小可以參考下166樓的實例 精華貼，贊一個。 不錯，棒棒噠~~~ 強悍 呵呵，強悍不敢當，零碎的知識點做個總結而已
繼續優化：
一步一步精通單端反激式開關電源設計計算工具V1.8---2015-06-15
更新內容：
修復并優化了初級RCD鉗位電路參數計算部分
待更新功能（持續更新中）：
1.待整合兼容CCM模式；
2.待增加各個重要部分損耗參數；
3.待增加次級RC吸收部分參數計算部分；
4.待增加反饋環路參數選擇部分；
一步一步精通單端反激式開關電源設計計算工具V1.8.xls
雖然本主題帖實例講解中輸出二極管沒有外加RC吸收電路，但考慮到實際應用中還是會經常遇到輸出二極管RC吸收電路的選擇，這兩天打算好好分析下這塊，待有空的時候整理下。 做板凳期待 把帖子整理成PDF或者WORD格式 這樣方便后來者學習 提高人氣 之前也這么想過，主要考慮到1樓已經詳細列出了本主題帖的各個主目錄，再加上現在還在不斷更新中，待有空把主題帖的主要講解部分分析完后，會考慮整理一下的 這兩天比較忙，等空下來繼續深入剖析
頂頂頂.....節日快樂！
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啥節日
二十三、輸出二極管RC吸收電路的參數設計（待驗證）
在學習輸出二極管RC吸收電路的參數設計時，有幸看了下論壇中CMG大師的帖子，在此做個引用：
~
1.先不加RC，用電容比較低的電壓探頭測出原始的震蕩頻率f0。此震蕩是有L0C0形成的：L0主要是變壓器次級漏感、布線的電感、二極管和輸出電容等效ESL； C0主要是二極管節電容和變壓器次級的雜散電容；
2.測出原始震蕩頻率f0后,就可以知道要加的電阻了。因為要阻尼震蕩，只要R=2pif0L0=1/(2πf0C0)=SQRT(L0/C0)就可以了；
3.要知道L0或C0，由于雜散參數的影響，查手冊是不準確的，可以用實驗的方法，試著在二極管上面加電容C，直到震蕩頻率變為原來的1/2。則原來震蕩的C0值為所加電容C的1/3，可以算出R值了，把R加到所加C上,震蕩就可以大大衰減(根據原來的震蕩頻率,也可以算出震蕩的L0值).這時適當調整C值的大小,直到震蕩基本被抑制,當然如果C值加的很大,會影響效率.此時需要調整變壓器結構.
~
由于本主題帖部分的實例未加輸出RC吸收電路，待有空按照CMG的方法做做試驗，看下對輸出二極管尖峰的抑制效果和效率有多大影響，也歡迎大家一起測試下。
前輩你寫太好了,讓我們初學者是大飽眼福啊 呵呵 有幫助就好~歡迎一起探討哈 來遲了，好貼呀。 好貼就不能沉下去了 呵呵 還沒看，這篇幅涉及真大，好好學習 認真學習 ，恭喜版主獲獎！ 大神，關于第3點，是否可以不用加大電容到震蕩頻率的1/2，隨便加一個電容即可，因為只是需要有一個等式來計算C0。另，輸出二極管的第一個尖峰和后面幾個尖峰的頻率是不是不一樣啊，我測試得后面幾個震蕩頻率是一致的，但是第一個尖峰到第二個尖峰的頻率和后面的不一致！ 我有按照以上方法測試過，發現第一個尖峰到第二個尖峰的頻率和后面幾個震蕩的頻率不一致！不知道是怎么回事！另外，加了一個R上去，震蕩的頻率也有發生變化！ 打開計算工具V1.8時出現
這得留個標記啊
好東西這樣設計有問題不？
真的需要好好的靜下心來，不浮不噪的學習！！！
好貼，頂起 樓主辛苦，先收藏，聽說此貼有PI Expert Suite 9.0 軟件可下，請問是在哪一樓呀 在278樓有下載鏈接樓主大大 請教個問題，我設計的一款電源，使用的是LNK625DG，發現變壓器不論是空載還是滿載，總是能聽到嘯叫，不知道有什么方法可以解決
DRC的分析呢 好貼必須MARK 確實好貼 Mark! 留個腳印。 樓主大人！為什么我用L6562D 做30W選用的濾波電容是0.22UF ？ 樓主大人為什么L6562D的輸入濾波電容容量很小求解? 碼一層~ 謝謝樓主 來參與一下 好貼，期待樓主下一講 新手剛看完，繼續深入學習下 牛逼的好帖，收藏了，謝謝樓主 好詳細，新年在家可以慢慢欣賞吸收本大作了
頂樓主，學習學習
不錯，進來看看
看看，多多學習！ xuexi 好帖 好久沒來了，看看有沒有更新 這么長的目錄啊進來學習學習！
真的太謝謝了，正在學習 好貼！學習了！ 學習！ 學習。。。。。。。。 看看。 ？學習
馬克學習 學習學習，謝謝樓主！ 回復看帖。 好 跟樓主學習。。。 趕緊看看學習 好資料，謝謝。 ？？ 頂一下 查看該帖 多謝分享指導 看看 學習 謝謝樓主分享，學習了 學習中 謝謝分享，先來學習下 . 超級好貼，好好學習，天天向上 看看，學習一下！ 突然像匯總一下
感謝分享
設計了一個電源，總有些毛病，看看有什么需要注意的嗎
看大神經驗增漲見識 HF thank you. 這么弄看著有點累 這么詳細！學習一下 支持 貼子不錯 樓主辛苦。。 感謝樓主分享 看看設計是什么內容，希望相互交流，取長補短 先看一下再說 謝謝樓主分享 學習了 正在學習如何處理這些 感謝分享，學習下 好熱門的樣子 看有沒有東西能學 收到，謝謝了 xiexie
學習
好好學習，天天向上！
我是來學習的
希望看到的有所用！！！
好文章，學習了。。。
貌似不錯
xuexi xia kankan
很好
學習學習
向大牛學習
學習學習
希望能夠有點真材實料才好。
hao
頂
好東西 很系統很全面 謝謝樓主分享
想知道 。
強勢圍觀
學習
不錯，不錯！
過來看下
謝謝樓主分享寶貴經驗
在哪
學習學習，
看看
學習中
學習
經典學習資料
想看下樓主的心得
牛B貼...果斷要看....
學習一下啊
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kkkkkkkkkkkkkkkkkkkkk 嚴重學習 圍觀學習中 感謝分享 學習學習
好東西，多謝樓主。
贊，謝謝分享
學習額 謝謝分享，學習中！ 先頂個 學習 新手前來學習 進來學學 謝謝分享 學習。。 參考了， 回復1貼后可查看該帖 過來看帖的 xue 現在看帖還要先回復嘛，汗 真是詳細啊，要看看 學習 謝謝！ 路過留個腳印 好東西 謝謝分享 好貼
頂起
感謝分享
強烈建議做成PDF或WORD格式上傳，32個贊~！
好東西啊
謝謝分享，來學習啦
學習學習！
DING
進來學習學習 感謝樓主分享
謝謝分享
至尊學習帖！
回復1貼后可查看該貼 好東西 學習一下又來學習了，樓主
學習學習 回復了真的可以看到嗎？ 太感謝樓主了，認真參考學習~~ mark 認真學習一下！ 你好，不知道有沒有WORD或PDF版的，我想打印出來慢慢研究 WORD版本的只有過程文檔，已經上床在首頁了，最終完整版的還沒整理，都直接寫在帖子里了。。。 好專業的樣子請多指教 真詳細 觀注下 謝謝分享！！！ 非常喜歡，慢慢笑話。 好帖子，說得通俗易懂！這兩天在寫“一步一步詳解基于單端反激式開關電源的24V鉛酸電池充放電管理電路的設計”
歡迎拍磚，持續更新中，呵呵
我的一個帖子求解答一下不好意思，這塊我也沒有去深究過，為了追求可靠性，我一般都是按DCM模式去設計變壓器，但是我也發現一個問題，就是假設我是按交流220V工作條件按DCM模式設計的變壓器，其實在寬范圍100多V輸入條件下（其他器件的設計裕量足夠的前提下）也是可以工作的，只不過是工作到了CCM模式去了。我也入門反激式開關電源不久，沒能幫到你，不好意思，希望一起學習，如果得到答案了，也麻煩回復一下，我也希望共同學習下。
最近一直忙著寫【我是工程師第二季】一步一步詳解基于單端反激式開關電源的24V鉛酸電池充放電管理電路的設計
有興趣的話也可以看一下，呵呵！
大牛，您好！請幫我看看我的這個問題，期待您的回復。。。
好的，去看下先，呵呵 幾年前看到這個論壇上一個灌水貼《我和一個KTV小姐的那一年》，熬了好幾個晚上才看完，看得撕心裂肺。沒想到現在你這個帖子也熬了我好幾個晚上看完卻沒有領會完全，但你這個帖子很吸引人。真正的干貨！！！辛苦樓主！謝謝樓主！！！ 呵呵，熬了好幾十個晚上才寫完 樓主辛苦了，我有一個小問題想跟您討論一下，如果次級端的整流二極管被擊穿了，初級端的電流應該會被拉大，那么整流橋會不會有被擊穿的風險？謝謝！ 一般初級都會有做峰值電流限流保護的，至少在產品級的設計中我覺得應該要考慮這個功能吧 嗯，謝謝樓主的回復， ，初級端是有限流檢測保護電路，我用的是OB5269 ，輸出30V和12V，但是現在有一個問題，輸出30V的那個整流二極管被擊穿，使用的是肖特基二極管，耐壓200V，伴隨的是整流橋堆有兩個也被擊穿了，保險絲熔斷，我就是找不到問題在哪？ 先不就管原邊怎么擊穿的，一步一步來，你測試過正常工作時輸出二極管上的反向峰值電壓沒，有沒有超過或接近200V左右？ 正常工作時，反向電壓在120V左右，但是開機瞬間有一個脈沖，會沖到195V左右，持續時間2ms左右，峰值吸收回路使用的是兩個電阻和一個電容在二極管兩端夠成的吸收回路，兩個47歐姆一個1nf電容。樓主幫您怎么看。。謝謝！ 開機瞬間過沖很大，和你的反饋環路的參數設置有關，試試改下環路穩定性相關的幾個參數試試 好的，謝謝樓主的耐心指導！ 參考和學習了
能不能把帖子中的資料發來學習學習
帖子中的資料都上傳了附件了，在頂樓有詳細的附件的樓層描述~ 看了這么多天必須得頂一個，正在做一個25V2.2A的，受益匪淺TNY278PN電源不起振無電壓輸出
測得不能正常工作的電源模塊278PN芯片BP/M引腳電壓在4.75v左右產品在入庫前老化時都是沒有問題的。入庫大概半年左右時間后 部分產品出現上述現象
應用電路參考的規格書范例設計的。 這么精華的帖子現在才看到，相見恨晚啊 好貼！ 邊試用，邊學習 許多知識好新鮮，我也學習一下 受教了 樓主，下載鏈接是不是刪掉了，沒找到啊
mark 有時間慢慢看 學習了 很仔細
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好棒的帖子，謝謝
初次接觸這塊就遇到這么的帖子，感謝樓主。
好帖。
好棒的帖子，謝謝
有時間學習了一下
下載下來，參考和學習
樓主你好,可以發一份(反激開關電源設計計算表格)給我嗎? 297238328@qq.com 非常感謝.
寫的真好。樓主辛苦了！
下載下來，參考和學習
好貼，要慢慢看才行，MARK ！
大神講的很詳細呀，小弟佩服
學習和參考了，好設計方案，多參考
大神您好，您寫的資料很詳細，想問下按照這個設計過程能設計出輸出150V/1A的開關電源嗎，看了很多資料設計的單端反激式電源都是5V、12V、24V這種小電壓的，不知道150V這種高壓的能不能用光耦隔離的單端反激式實現呢，我是新手，求指教
**此帖已被管理員刪除**
求大神救我，這個電路已經仿真快一個多月了，總是沒法實現功能，后面還要出pcb，調試呢，感覺快比不了業了，有償指導，跪求
**此帖已被管理員刪除**
不好意思，網絡故障恢復了好幾遍，我不是故意的
重復的內容刪掉了，另外 帖子里不可以有qq哦，站內信發qq吧 恩恩，好的，謝謝啦 應該是可以的，反激本來就是做高壓的吧 很謝謝樓主分享~~~~~~~~~~~~~~~~ 沒看到你的附件，有給我份。謝謝 樓主大公無私，最近正在學習這塊，非常感謝！ 絕世好貼，學到好多東西，感謝樓主無私分享！！！ 這么詳細，學習了 美啊，好美的帖子 如果輸入就為直流24V或48V, 前端的哪些環節可以省去？ 好貼，插個旗子 好貼，學習觀摩 這才是真正的大家!要好好學習！ 學習了 mark 學習學習 感覺好多要請教的 就喜歡這種從頭開始造輪子的帖子~點個攢www 好貼，學習觀摩 有附件下載嗎 感謝群主的分享，非常非常感謝。 哇，好膩害，收藏了慢慢看 太厲害了!這么強大的資料。謝謝！ 厲害啊這帖子···大開眼界 學習和參考了，多謝 學習和參考，多謝 報名參加，學習和參考 大功率電感廠家 |大電流電感工廠 電容式觸摸感應開關，不像裸露在外的按鈕和開關那樣容易受到環境磨損的影響，也不需要像機械那樣需要預留機械部件運動的空間，因此它不僅在外觀上使得產品更漂亮，而且增強了用戶體驗，同時也延長了設備的使用壽命 什么是高頻變壓器？簡介：高頻變壓器是作為開關電源最主要的組成部分。開關電源一般采用半橋式功率轉換電路，工作時兩個開關三功率電感極管輪流導通來產生100kHz的高頻脈沖波，然后通過高頻變壓器進行降壓，輸 大功率電感
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