引言

通常在討論這兩種工作模式的時(shí)候，所指的是理想的電壓模式和電流模式。

然而，在實(shí)際的應(yīng)用中，電流模式的開(kāi)關(guān)電源系統(tǒng)，當(dāng)輸出負(fù)載變化時(shí)，或者在一些工作條件，為了系統(tǒng)的穩(wěn)定，增加一些補(bǔ)償?shù)男盘?hào)，此時(shí)，系統(tǒng)會(huì)在電流模式中引入部分的電壓模式特性，或者完全進(jìn)入電壓模式。

1.1 輕載時(shí)電流模式趨向于電壓模式

電源系統(tǒng)進(jìn)入輕載或空載時(shí)，變換器通常工作在突發(fā)模式和跳脈沖模式。

對(duì)于跳脈沖模式，變換器進(jìn)入非連續(xù)電流模式，高端的開(kāi)關(guān)管的開(kāi)通時(shí)間為控制器所設(shè)定的最小導(dǎo)通時(shí)間，同時(shí)在有一些開(kāi)關(guān)周期，高端的開(kāi)關(guān)管不導(dǎo)通，也就是屏蔽，或跳去一些開(kāi)關(guān)脈沖，以維持輸出電壓的調(diào)節(jié)。

注意到：在輕載或空載時(shí)，電流信號(hào)很小，系統(tǒng)也很難檢測(cè)到電流信號(hào)，另一方面，由于高端的開(kāi)關(guān)管的開(kāi)通時(shí)間固定為最小導(dǎo)通時(shí)間，已不受電流檢測(cè)信號(hào)的調(diào)節(jié)，電流反饋事實(shí)上已經(jīng)不起作用，也就不參與到反饋環(huán)節(jié)。

系統(tǒng)此時(shí)工作于標(biāo)準(zhǔn)的電壓模式。

對(duì)于突發(fā)模式，輸出電壓完全由滯洄比較器控制，滯洄比較器控制通過(guò)檢測(cè)輸出電壓的變化，將輸出電壓設(shè)定在允許的上限和下限的范圍內(nèi)，系統(tǒng)此時(shí)也是工作于標(biāo)準(zhǔn)的電壓模式。

1.2 使用大的電感值趨向于電壓模式

輸出電感的選擇及設(shè)計(jì)是基于輸出DC電壓的穩(wěn)態(tài)和瞬態(tài)的要求。

較大的電感值可減小輸出紋波電流和紋波電壓，減小磁芯的損耗，但在負(fù)載瞬變過(guò)程中改變電感電流的時(shí)間會(huì)加長(zhǎng)，同時(shí)增大電感的成本和體積。

較小的電感值可以得到較低的直流銅損，但是交流磁芯損耗和交流繞線(xiàn)電阻損耗會(huì)變大。

圖1：不同電感電流??

同時(shí)使用大的電感時(shí)，電感電流的斜率減小，在理想的狀態(tài)下，若電感值為無(wú)窮大，那么在整個(gè)開(kāi)關(guān)周期，電感電流為直流值，電流檢測(cè)信號(hào)就不在起作用，也就是標(biāo)準(zhǔn)的電壓模式。

因此使用的電感值越大，工作于電流模式的控制就越接近于電壓模式，在負(fù)載瞬變過(guò)程中，系統(tǒng)動(dòng)特性越差。

因此對(duì)于電流模式，折衷的方法是選擇電感紋波電流峰峰值在輸出負(fù)載電流額定值的20％到40％之間。

1.3 斜坡補(bǔ)償?shù)碾娏髂Ｊ节呄蛴跒殡妷耗Ｊ?/p>

理論上，當(dāng)占空比大于50%時(shí)，電流模式就要加斜坡補(bǔ)償，系統(tǒng)才能穩(wěn)定的工作。

否則，就會(huì)產(chǎn)生次諧波振蕩。

在實(shí)際的應(yīng)用中，占空比大于40%時(shí)，就要加斜坡補(bǔ)償。

占空比大于50%時(shí)，斜坡補(bǔ)償，由于電感充分激磁，而去磁不足，因此輸出的電壓將比預(yù)設(shè)定的值高，并將繼續(xù)升高，直到較慢的電壓控制回路調(diào)整電流設(shè)定點(diǎn)為止，然后輸出電壓又下降至低于期望值，形成次諧波振蕩。

次諧波振蕩典型的特性就是在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期，脈沖寬度較寬，在下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期，脈沖寬度變窄，在每三個(gè)開(kāi)關(guān)周期，脈沖寬度又變寬，如此反復(fù)。

此時(shí)可以看到輸出電壓不穩(wěn)定，有時(shí)還可以聽(tīng)到音頻的噪聲。

圖2中，紅線(xiàn)斜坡補(bǔ)償，實(shí)線(xiàn)三角形波為加斜坡補(bǔ)償?shù)碾姼械碾娏鞑ㄐ危摼€(xiàn)為沒(méi)加斜坡補(bǔ)償?shù)碾姼械碾娏鞑ㄐ巍?/p>

如果用下降沿的鋸齒波電壓，則其加在電壓誤差放大器的輸出上，用以控制電流檢測(cè)信號(hào)；如果用上升沿的鋸齒波電壓，則其加在電流檢測(cè)信號(hào)上，然后與電壓誤差放大器的輸出進(jìn)行比較。

注意到，內(nèi)部的斜坡補(bǔ)償將使總的電流斜坡減小，即斜坡補(bǔ)償使真正的電感電流的斜率降低，可以去除不同占空比對(duì)平均電感電流大小的擾動(dòng)作用，使得所控制的峰值電感電流最后收斂于平均電感電流，因而合成波形信號(hào)要有斜坡補(bǔ)償信號(hào)與實(shí)際電感電流信號(hào)兩部分合成構(gòu)成，從而促使變換器從電流模式向電壓模式轉(zhuǎn)化。

所加的斜坡補(bǔ)償越大，變換器越接近電壓模式，當(dāng)外加補(bǔ)償斜坡信號(hào)的斜率增加到一定程度，峰值電流模式控制就會(huì)轉(zhuǎn)化為電壓模式控制。

因?yàn)槿魧⑿逼卵a(bǔ)償信號(hào)完全用振蕩電路的三角波代替，就成為電壓模式控制，只不過(guò)此時(shí)的電流信號(hào)可以認(rèn)為是一種電流前饋信號(hào)。

圖2：斜坡補(bǔ)償

斜坡補(bǔ)償也降低了電流環(huán)路的增益，降低的系統(tǒng)內(nèi)部設(shè)定的限流點(diǎn)，使系統(tǒng)實(shí)際所加的負(fù)載電流值降低。

當(dāng)處于空載狀態(tài)，輸出電流為零并且斜坡補(bǔ)償信號(hào)幅值比較大的話(huà)，峰值電流模式控制就實(shí)際上就完全變?yōu)殡妷耗Ｊ娇刂啤?/p>

通常在討論這兩種工作模式的時(shí)候，所指的是理想的電壓模式和電流模式。

然而，在實(shí)際的應(yīng)用中，電壓模式的開(kāi)關(guān)電源系統(tǒng)，即系統(tǒng)反饋環(huán)中沒(méi)有引入電流取樣信號(hào)，但也會(huì)采用其它的方式引入一定程度的電流反饋，電壓模式向電流模式轉(zhuǎn)變，從而提高系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響。

2.1 電壓模式中輸出電容ESR取樣形成的平均電流模式

理想的電壓模式在一定的反饋網(wǎng)絡(luò)參數(shù)下，很難在整個(gè)電壓輸入范圍和輸出負(fù)載變化范圍內(nèi)都能穩(wěn)定的工作。

輸出負(fù)載變化可以通過(guò)加大輸出電容同時(shí)使用ESR值大的電容來(lái)優(yōu)化其動(dòng)特性，盡管這樣做導(dǎo)致系統(tǒng)的成本和體積增加，同時(shí)增大輸出的電壓紋波。

通常，從直觀上理解，輸出電容ESR和輸出電容形成一個(gè)零點(diǎn)，對(duì)于電流模式，這個(gè)零點(diǎn)不是必需的，因?yàn)殡娏髂Ｊ绞菃坞A的系統(tǒng)，而且這個(gè)零點(diǎn)導(dǎo)致高頻的增益增加，系統(tǒng)容易受到高頻噪聲的干擾。

所以電流模式或者使用ESR極低的陶瓷電容，使ESR零點(diǎn)提升到更高的頻率，就不會(huì)對(duì)反饋系統(tǒng)產(chǎn)生作用，或者再加入一個(gè)極點(diǎn)以抵消零點(diǎn)在高頻段的作用，加入極點(diǎn)的方法就是在ITH(Vc)管腳并一個(gè)對(duì)地的電容。

圖3：輸出電容ESR

電壓模式是LC形成的二階系統(tǒng)，這個(gè)零點(diǎn)的引入可以一定的程度上抵消LC雙極點(diǎn)的一個(gè)極點(diǎn)，使其向單階系統(tǒng)轉(zhuǎn)化。

ESR越大，作用越明顯。

因此電壓模式輸出電壓通常使用ESR大的電容。

另一方面，注意到，輸出電壓為：

Vo=Vco+ESR*DIL

DIL=a*Io

Vco為輸出電容的容抗上的電壓，DIL為電感的紋波電流，a為電流紋波系數(shù)，一般取0.2-0.4。

輸出電壓的小信號(hào)值為：

DVo=VDco+D(ESR*a*Io)

若ESR小，式中后面的一項(xiàng)基本可以忽略；但是，由于電壓模式通常使用ESR值較大的輸出電容，這樣ESR就不可以忽略，由于ESR的作用，相當(dāng)于在輸入電壓的反饋信號(hào)中引入了一定程度的電流模式，電流模式反饋量為：D(ESR*a*Io)。

輸出電容的ESR將采樣的電流信號(hào)送到電壓誤差放大器的輸入端，和輸出電壓信號(hào)加在一起，經(jīng)過(guò)電壓誤差放大器放大，再送到

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