MOSFET應用于不同的開關電源以及電力電子系統，除了部分的應用使用專門的驅動芯片、光耦驅動器或變壓器驅動器，大量的應用通常使用PWMIC或其它控制芯片直接驅動。

在論述功率MOSFET的開關損耗之前，先討論一下控制芯片的驅動能力，因為控制芯片的驅動能力直接影響功率MOSFET的開關特性，開關損耗以及工作的可靠性。

1、控制芯片內部Totem圖騰柱驅動器

在PWM控制芯片及其它電源控制器的內部，集成了用于驅動功率MOSFET的Totem圖騰柱驅動器，最簡單的圖騰柱驅動器如圖1所示，由一個NPN三極管和一個PNP三極管對管組成，有時候也會用一個N溝道MOSFET的一個P溝道MOSFET對管組成，工作原理相同。

(a)圖騰柱驅動器

(b)圖騰柱的等效電路

圖1：圖騰柱驅動器及等效電路

圖1(a)的圖騰柱驅動器，當輸入信號為高電平時上管導通，其輸出為高電平，上管通過電源提供輸出電流，通常稱為Source電流（源電流），由于上管導通時有導通壓降，在一定的電流下對應著一定的電阻，因此這個電阻通常稱為上拉電阻Rup。

當圖騰柱驅動器的輸入信號為低電平時下管導通，將MOSFET的G極（柵極）拉到低電位，此時下管灌入電流，通常稱為Sink電流（灌電流），下管導通時有導通壓降，在一定的電流下對應著一定的電阻，因此這個電阻通常稱為下拉電阻Rdown。

等效的簡化電路如圖1(b)所示，包括一個上拉電阻Rup和一個下拉電阻Rdown。

在實際的應用中，不同的控制芯片內部圖騰柱驅動器可能采用不同的形式，如圖2所示。

UC3842采用二個NPN三極管組成，L6561采用一個NPN三極管和一個N溝道的MOSFET組成。

(a)UC3842圖騰柱驅動器

(b)L6561圖騰柱驅動器

圖2：控制芯片圖騰柱驅動器結構

2、控制芯片圖騰柱驅動能力

通常控制芯片的驅動能力用源電流或灌電流的大小來表示，那么在這里先提出一個問題：表征驅動能力的源電流或灌電流，到底是連續電流還是脈沖電流？

Intersil的驅動器EL7104

EL7104的數據表中標稱的驅動能力為：Source4A/Sink4A，給出了在100mA測試條件下驅動器的上拉、下拉的電阻值（典型值和最大值），同時也給出了最小的連續驅動電流值200mA，因此可以得出：4A的驅動電流能力應該為脈沖電流值。

后面的峰值電流和電源電壓的關系圖也說明了這一點。

EL7104的數據表容性負載的驅動特性：延時參數

IR的驅動器IR2110

IR2110數據表中的驅動能力：源電流和灌電流都為2A，測試條件為：Vo=15V，脈沖寬度<10us，后面還給出了驅動電流隨溫度、驅動電壓的變化曲線，但是沒有內部壓降隨驅動電流變化的數據。

TI的PWM控制器UC3842

UC3842分別給出了在20mA、200mA測試條件下驅動器的上拉、下拉的電阻上的壓降，有典型值和最小值或最大值。

后面的圖表列出了在脈沖電流和連續電流條件下，輸出電流和壓降的關系，數據最全。

凌利爾特PWM控制器LTC3850/LT1619

LTC3850電流模式雙路PWM控制器，給了驅動器的上拉、下拉的電阻值（典型值），沒有列出測試的條件。

LT1619電流模式PWM控制器，分別給出了在20mA、200mA測試條件下驅動器的上拉、下拉的電阻上的壓降，有典型值和最小值或最大值。

測試電流有20mA時，VRup=0.35V，Rup=17.5Ohm；VRdown=0.1V，Rdown=5Ohm。

測試電流有200mA時，VRup=1.2V，Rup=6Ohm；VRdown=0.5V，Rdown=2.5Ohm。

從計算的結果可以得到：測試的電流越大，壓降也越大，但壓降和電流并不是線性的關系，這也容易理解：因為上拉和下拉電阻是等效的驅動器上管和下管的導通壓降，其電流和導通壓降并不是線性關系。

安森美PFC控制器NCP1602/NCP1608

NCP1602的驅動器，數據表中的驅動特性為：Source500mA/Sink800mA，測試的條件為200mA。

NCP1608的驅動器，數據表中的驅動特性為：Source500mA/Sink800mA，測試的條件為100mA。

二個芯片的測試條件不同，那么，NCP1608和NCP1602，哪一個的驅動能力更強呢？

3、理解控制的驅動能力

雖然許多驅動器給出了一定的容性負載條件下的上升、下降延時時間，在實際的應用中，MOSFET具有內部的柵極電阻或外部串聯柵極電阻，同時MSOFET在開關過程中不完全是一個理想的電容，會經過米勒平臺區域，因此，實際的延時時間將會產生非常大的差異，數據表中的延時值只具有相當有限的參考意義。

功率MOSFET在開關過程中，在米勒平臺線性區，由于VGS保持不變，相當于使用恒流源進行驅動，其它的時間段，使用恒壓源進行驅動。

VGS電壓變化時，和時間成指數關系改變。

在VGS電壓和時間成指數關系變化的時間段，控制芯片驅動器的電流并不是恒流源，那么對應的上拉、下拉電阻也隨著電流的變化而變化，上拉、下拉電阻不固定，就不容易計算相應的時間以及相應的開關損耗。

很多文獻使用數據表中推薦的上拉、下拉電阻的典型值來計算開關損耗，從上面的分析過程可以知道：不同的芯片、不同的公司，所用的測試條件并不相同，使用數據表中推薦的上拉、下拉電阻的典型值，并不滿足實際應用的條件。

建議根據實際應用過程中米勒平臺的驅動電流值，選擇或計算出相應的上拉、下拉電阻值作為計算開關損耗的基準，使用典型值。

因為在開關過程中米勒平臺的時間占主導，使用這個基準所產生的誤差并不大。

然后再用比例系數校核在最大的上拉、下拉電阻值時最大的開關損耗，這樣就可以知道開關損耗波動的范圍，從而保證系統的效率和MOSFET的溫升在設計要求的規范內。

許多公司新一代的芯片有時候并沒有標出上述驅動器的參數，這是因為相比于上一代，為了降低成本，必須降低器件的硅片的面積。

在PWM及電源控制器中，相關的數字邏輯、基準運放所占的硅片的面積為必須功能，流過它們的電流也比較小，因此減小硅片面積的空間不大。

內部的圖騰驅動器由于流過較大電流，要占用較大的硅片面積，這一部分對芯片的功能影響不明顯，因此降低成本最直接的方法就是減小內部圖騰驅動器的硅片面積，也就是降低驅動能力，這樣導致上拉、下拉的電阻增加，相應的壓降也會增加。

因此對于沒有標出內部驅動器的驅動參數的芯片，使用時要根據外面驅動的功率MOSFET的特性校核開關過程，要特別小心，必要的時候，使用對管組成外部的圖騰驅動器，以增強驅動的能力。

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